大功率盤式交流永磁同步電機(jī)電磁場分析

陳起旭,徐俊,楊松,王云洪,趙龍濤,曹秉剛

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大功率盤式交流永磁同步電機(jī)電磁場分析

陳起旭1,徐俊1,楊松2,王云洪2,趙龍濤2,曹秉剛1

盤式交流永磁同步電機(jī)(以下簡稱盤式電機(jī))是一種采用軸向磁通勵磁,通過盤形定、轉(zhuǎn)子的相對運(yùn)動在轉(zhuǎn)子軸上產(chǎn)生電磁轉(zhuǎn)矩的特殊電機(jī)。由于盤式電機(jī)兼具軸向尺寸短、功率密度高、轉(zhuǎn)動慣量小以及結(jié)構(gòu)簡單、體積小、質(zhì)量輕、損耗小、效率高等優(yōu)點(diǎn)[1-2],目前已逐漸應(yīng)用于航空航天、石油鉆探、數(shù)控機(jī)床、工業(yè)機(jī)器、電動汽車等領(lǐng)域。

近年來,國內(nèi)外學(xué)者對盤式電機(jī)進(jìn)行了大量的研究。文獻(xiàn)[3]利用三維有限元方法對盤式電機(jī)的起動性能和電感參數(shù)進(jìn)行了仿真研究,但只是計(jì)算了電機(jī)的交直軸電樞反應(yīng)電感,并利用MATLAB建立了仿真模型,驗(yàn)證了盤式電機(jī)的起動特性;文獻(xiàn)[4-5]針對有槽繞組的軸向磁通永磁電機(jī),在降低齒槽轉(zhuǎn)矩和空載功率損耗方面進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究,在實(shí)驗(yàn)平臺上通過改變氣隙、斜極、轉(zhuǎn)子盤的相對角度偏移以及使用PVC或Somaloy材料制作的槽楔來封閉槽口,研究了這些措施對齒槽轉(zhuǎn)矩和空載反電勢的影響,但研究對象是單定子、單轉(zhuǎn)子方案,且沒有考慮負(fù)載工況以及電感參數(shù);文獻(xiàn)[6]使用有限元方法對電機(jī)定子鐵芯采用的軟磁材料和卷繞帶狀材料進(jìn)行了鐵芯損耗的對比研究。文獻(xiàn)[7]提出了一種混合勵磁的軸向磁通電機(jī),采用單定子雙轉(zhuǎn)子拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),通過使用旋轉(zhuǎn)的勵磁繞組,使磁鏈可以在很寬的范圍內(nèi)調(diào)整,并對設(shè)計(jì)的樣機(jī)進(jìn)行了有限元分析和實(shí)驗(yàn)對比,分析了線反電勢及其傅里葉分解,但此項(xiàng)研究僅僅考慮了恒功率區(qū)的功率損耗。文獻(xiàn)[8]提出了一種無鐵芯軸向磁通電機(jī),并進(jìn)行了基于Maxwell方程的三維磁場分析預(yù)測和基于磁場標(biāo)量磁勢的有限元計(jì)算,得到了磁場分布和齒槽轉(zhuǎn)矩,但是并沒有考慮過載、恒轉(zhuǎn)矩、恒功率等工況,只是對比分析了兩種方法計(jì)算空載氣隙磁通密度和齒槽轉(zhuǎn)矩波形的誤差。文獻(xiàn)[9]對比分析了永磁體斜極和無斜極雙外轉(zhuǎn)子單內(nèi)定子的圓環(huán)形表貼式電機(jī),使用三維有限元軟件分析了空載氣隙磁通密度、齒槽轉(zhuǎn)矩和脈動轉(zhuǎn)矩,但是沒有考慮永磁體的極弧系數(shù)、槽口寬度、極槽配合等參數(shù)對齒槽轉(zhuǎn)矩的影響。

目前,針對雙定子單轉(zhuǎn)子的盤式電機(jī),尤其是應(yīng)用于石油鉆井平臺領(lǐng)域的大功率低轉(zhuǎn)矩脈動盤式電機(jī),在抗海上鹽霧、過載及弱磁調(diào)速能力等方面的研究還是空白。

本文針對應(yīng)用于石油鉆井平臺的510 kW盤式交流永磁同步電機(jī),采用三維電磁場仿真軟件,從改變永磁磁極參數(shù)、電樞參數(shù)以及電樞槽數(shù)和極數(shù)的合理組合入手,分析了影響空載齒槽轉(zhuǎn)矩的參數(shù);在負(fù)載方面,考慮了恒轉(zhuǎn)矩、恒功率以及過載工作狀態(tài),分析了不同電流激勵源、不同內(nèi)功率因數(shù)角下的電磁轉(zhuǎn)矩波形。建模中考慮了模型的對稱性和周期性,將整體模型簡化為1/4模型,相對于全模型仿真,顯著降低了仿真的計(jì)算量,節(jié)約仿真時(shí)間60%以上。最后,結(jié)合空載和負(fù)載求得的參數(shù)繪制了盤式電機(jī)矢量圖,求得了同步電感值。

1 盤式電機(jī)的結(jié)構(gòu)與主要參數(shù)

1.1 盤式電機(jī)的結(jié)構(gòu)

研究對象是一臺應(yīng)用于石油鉆井平臺的510 kW盤式交流永磁同步電機(jī),其結(jié)構(gòu)如圖1所示,主要由齒輪箱組件、定子組件、轉(zhuǎn)子組件、機(jī)座與出線盒組件以及盤式剎車組件等組成,其中電機(jī)部分采用的是雙定子單轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)方案,優(yōu)點(diǎn)是既可以平衡由于軸向氣隙偏心產(chǎn)生的單邊磁拉力,又便于在端蓋設(shè)計(jì)冷卻水路,以利于電機(jī)散熱。

圖1 盤式電機(jī)數(shù)字樣機(jī)爆炸圖

定子鐵芯采用高磁導(dǎo)率、低損耗、超薄的卷繞帶狀材料制成,有利于減小渦流損耗和磁滯損耗。轉(zhuǎn)子組件采用鐵芯結(jié)構(gòu),兩側(cè)永磁體的排列形式可以分為NS型和NN型兩種,如圖2所示。當(dāng)轉(zhuǎn)子兩側(cè)的永磁體采用NS型排列方式時(shí),轉(zhuǎn)子上、下面相同位置的永磁體的勵磁方向是一致的,兩個(gè)永磁體勵磁相疊加,因此較小尺寸的永磁體即可達(dá)到所需的氣隙磁通量。然而,當(dāng)轉(zhuǎn)子兩側(cè)的永磁體為NN型排列方式時(shí),由于該組永磁體勵磁方向是相反的,在同一位置的磁勢、磁通密度相互之間被削弱,在這種情況下要達(dá)到與NS型排列相同的電機(jī)性能,必須在一定程度上增加永磁體的厚度或者增大極弧系數(shù),以達(dá)到增大勵磁的目的。由此可知,在參數(shù)相同的條件下,永磁體采用NS型排列時(shí)的功率密度高于NN型排列時(shí)的,因此本設(shè)計(jì)中采用NS型結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)方案。

(a)永磁體NS型排列

(b)永磁體NN型排列圖2 不同排列方式的永磁體勵磁結(jié)構(gòu)

1.2 盤式電機(jī)的主要參數(shù)

盤式電機(jī)的主要設(shè)計(jì)參數(shù)如表1所示,依此設(shè)計(jì)可以提供1.5倍的過載,轉(zhuǎn)速可弱磁擴(kuò)速到 2 000 r/min。

表1 盤式電機(jī)的主要參數(shù)

2 盤式電機(jī)電磁場分析

2.1 建模

盤式電機(jī)采用16極18槽電磁方案?？紤]模型的對稱性和周期性,將整體模型簡化成1/4模型,如圖3所示。

(a)全模型 (b)1/4模型圖3 盤式電機(jī)的全模型與1/4模型

2.2 空載時(shí)的齒槽轉(zhuǎn)矩分析

盤式電機(jī)的齒槽轉(zhuǎn)矩是在繞組無電流激勵下由永磁體和定子鐵芯相互作用產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩,是由永磁體與電樞齒相互作用力的切向分量引起的。

削弱齒槽轉(zhuǎn)矩的方法可歸納為三大類:改變永磁磁極參數(shù);改變電樞參數(shù);電樞槽數(shù)和極數(shù)的合理組合。所以,本文空載分析的重點(diǎn)主要關(guān)注永磁體極弧系數(shù)、槽口寬度、極槽配合3個(gè)參數(shù)對齒槽轉(zhuǎn)矩的影響。

(a)永磁體與電樞的相對位置 (b)剩磁密度分布圖4 永磁體與電樞的相對位置及剩磁密度分布

氣隙磁通密度沿電樞表面的分布可近似表示成

(1)

式中:Br(θ)、δ(θ,α)、hm(θ)分別為永磁體的剩磁密度、有效氣隙長度和沿充磁方向的厚度。

(2)

考慮定子鐵芯卷繞工藝的可實(shí)現(xiàn)性,采用等槽口寬度。研究槽口寬度變化對齒槽轉(zhuǎn)矩的影響,可以達(dá)到削弱齒槽轉(zhuǎn)矩的目的。影響系數(shù)

(3)

結(jié)合式(2)和式(3),得到如下齒槽轉(zhuǎn)矩表達(dá)式[10]

(4)

式中:La為電樞鐵芯的軸向長度;R1和R2分別為電樞外半徑和定子軛內(nèi)半徑;n是使nz/2p為整數(shù)的整數(shù)。

2.2.1 空載磁通密度分布 在定子繞組無電流激勵、只考慮永磁體勵磁和額定轉(zhuǎn)速、極弧系數(shù)取0.85的條件下,得到了磁通密度幅值和磁通密度矢量云圖分布,分別如圖5、圖6所示。在空載狀態(tài)下,提取中間氣隙處的磁通密度曲線,并對其進(jìn)行傅里葉分解,得到基波及各次諧波分布,如圖7所示,結(jié)果滿足氣隙磁通密度的設(shè)計(jì)要求。

圖5 盤式電機(jī)的磁通密度幅值云圖

圖6 盤式電機(jī)的磁通密度矢量云圖

圖7 極弧系數(shù)取0.85時(shí)的氣隙磁通密度傅里葉分解

2.2.2 永磁體極弧系數(shù)對齒槽轉(zhuǎn)矩的影響 從式(2)可以看出,極弧系數(shù)影響氣隙磁通密度。當(dāng)其他參數(shù)不變、極弧系數(shù)取0.75～0.9時(shí),得到的氣隙磁通密度波形如圖8所示,不同極弧系數(shù)下的基波及各次諧波分布如圖9所示。

圖8 不同極弧系數(shù)下的氣隙磁通密度波形

圖9 不同極弧系數(shù)下的氣隙磁通密度基波及各次諧波分布

從圖9可以看出,當(dāng)其他參數(shù)不變、極弧系數(shù)取0.8和0.85時(shí),氣隙磁通密度的5次和7次諧波被大大削弱了。

當(dāng)極弧系數(shù)取0.85時(shí),得到的最小齒槽轉(zhuǎn)矩為38.89 N·m,如圖10所示,這一結(jié)果能保證電機(jī)在低速運(yùn)行時(shí)的穩(wěn)定性。

圖10 不同極弧系數(shù)下的齒槽轉(zhuǎn)矩分布

2.2.3 槽口寬度對齒槽轉(zhuǎn)矩的影響 極弧系數(shù)取0.85,其他參數(shù)不變,槽口寬度bs0依次取3、4、5、6 mm,得到的齒槽轉(zhuǎn)矩分布如圖11所示。

圖11 不同槽口寬度下的齒槽轉(zhuǎn)矩分布

考慮到嵌線的方便性,槽口寬度取5 mm,得到最小齒槽轉(zhuǎn)矩為30.64 N·m。

2.2.4 極槽配合對齒槽轉(zhuǎn)矩的影響 為了有效削弱齒槽轉(zhuǎn)矩,應(yīng)使一個(gè)齒距內(nèi)齒槽轉(zhuǎn)矩的周期數(shù)(Np)較多,同時(shí)縮短繞組端部長度。經(jīng)過優(yōu)選,確定盤式電機(jī)采用16極18槽的多極少槽方案。

(5)

式中:gcd(z,2p)表示槽數(shù)z與極數(shù)2p的最大公約數(shù)。

上面分別從極弧系數(shù)、槽口寬度和極槽配合的角度,研究了影響齒槽轉(zhuǎn)矩的主要參數(shù),得到了最小的齒槽轉(zhuǎn)矩,這將有利于明顯降低轉(zhuǎn)矩波動,從而降低電機(jī)的振動和噪聲,提高系統(tǒng)的控制精度和品質(zhì)。

2.3 盤式電機(jī)負(fù)載分析

在進(jìn)行盤式電機(jī)負(fù)載仿真分析時(shí),分別給三相繞組加載額定的相電流,三相電流的相位相差120°。加載的三相對稱電流[10-13]如下

(6)

式中:Im為相電流的有效值;f=np/60;n為額定轉(zhuǎn)速;Ψ為內(nèi)功率因數(shù)角(電流與相反電動勢之間的夾角)。

因?yàn)槎ㄗ拥娜鄬ΨQ繞組接成星形結(jié)構(gòu),所以定子的A相電流iA(t)與相反電勢eA(t)的表達(dá)式如下[11-13]

(7)

(8)

式中:ω1為基波角頻率,穩(wěn)態(tài)時(shí)為轉(zhuǎn)子的電角頻率。A相的電磁功率可表示為

(9)

同理,B相和C相的電磁功率可表示為

(10)

(11)

得到電磁轉(zhuǎn)矩如下

(12)

式中:Ω為轉(zhuǎn)子的機(jī)械角速度。

由此,可得盤式電機(jī)帶負(fù)載時(shí)在不同電流、轉(zhuǎn)速和內(nèi)功率因數(shù)角工況下的輸出電磁轉(zhuǎn)矩曲線,如圖12所示。

圖12 輸出電磁轉(zhuǎn)矩曲線

由圖12可知:當(dāng)相電流為1 140 A、額定轉(zhuǎn)速為1 600 r/min、內(nèi)功率因數(shù)角為47°時(shí)(上部曲線),盤式電機(jī)可達(dá)到1.5倍過載,平均輸出電磁轉(zhuǎn)矩為4.756 kN·m;當(dāng)相電流為550 A、額定轉(zhuǎn)速為1 600 r/min、內(nèi)功率因數(shù)角為22°時(shí)(中間曲線),平均輸出電磁轉(zhuǎn)矩為3.115 kN·m;當(dāng)相電流為550 A、轉(zhuǎn)速為2 000 r/min、內(nèi)功率因數(shù)角為41°時(shí)(下部曲線),平均輸出電磁轉(zhuǎn)矩為2.577 kN·m,為恒功率調(diào)速。

2.4 電感計(jì)算方法

通過Ansoft軟件計(jì)算同步電感的方法[9]如下:

(1)在空載仿真中,通過設(shè)定轉(zhuǎn)子的初始位置,尋求A相空載反電勢的過零點(diǎn);

(2)在進(jìn)行額定轉(zhuǎn)速下的負(fù)載仿真中,Ansoft軟件中添加的激勵為外電壓源電路,在轉(zhuǎn)矩達(dá)到額定轉(zhuǎn)矩時(shí),得到仿真模型的功率角δ;

(3)通過Ansoft軟件后處理模塊獲得相電流曲線,計(jì)算出電機(jī)模型的內(nèi)功率因數(shù)角Ψ;

(4)作電機(jī)電壓的向量圖,如圖13所示,求出電機(jī)的同步電抗Xs,進(jìn)而得到電感Ls。

圖13 盤式電機(jī)向量圖

盤式電機(jī)的電壓方程為

(13)

由于繞組電阻非常小,因此可以忽略。代入其余參數(shù),當(dāng)電機(jī)在額定轉(zhuǎn)速和額定轉(zhuǎn)矩狀態(tài)下工作時(shí),可得到電機(jī)的同步電感為0.31 mH。

3 結(jié) 論

本文采用Ansoft軟件對510 kW大功率盤式電機(jī)進(jìn)行了三維電磁場建模和仿真,獲得如下結(jié)論。

(1)在電機(jī)空載狀態(tài),分析了空載磁通密度分布,以及永磁體極弧系數(shù)、槽口寬度和極槽配合對齒槽轉(zhuǎn)矩的影響。對于極弧系數(shù)取0.85、槽口寬度取5 mm、極槽配合為18槽16極的多極少槽方案,可得到最小的齒槽轉(zhuǎn)矩30.64 N·m。

(2)在電機(jī)負(fù)載狀態(tài),分析了不同電流激勵源和內(nèi)功率因數(shù)角下的電磁轉(zhuǎn)矩波形:在恒轉(zhuǎn)矩區(qū),當(dāng)相電流為550 A、內(nèi)功率因數(shù)角為22°、額定轉(zhuǎn)速為1 600 r/min時(shí),電磁轉(zhuǎn)矩為3.115 kN·m;在恒功率調(diào)速區(qū),當(dāng)相電流為550 A、轉(zhuǎn)速為2 000 r/min、內(nèi)功率因數(shù)角為41°時(shí),電磁轉(zhuǎn)矩為2.577 kN·m;在過載工作狀態(tài),當(dāng)相電流為1 140 A、額定轉(zhuǎn)速為1 600 r/min、內(nèi)功率因數(shù)角為47°時(shí),電機(jī)可達(dá)到1.5倍過載,此時(shí)盤式電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩為4.756 kN·m。

(3)結(jié)合電機(jī)空載和負(fù)載狀態(tài)求得的參數(shù),繪制了盤式電機(jī)矢量圖,求得電機(jī)的同步電感為0.31 mH。

(4)在相同的電機(jī)體積下,該電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩密度顯著提高,內(nèi)功率因數(shù)角調(diào)整裕度較大,可滿足過載能力要求。

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(編輯 葛趙青)

(1.西安交通大學(xué)機(jī)械工程學(xué)院,710049,西安;2.青島海西電機(jī)有限公司,266000,山東青島)

針對應(yīng)用于石油鉆井平臺的510 kW盤式交流永磁同步電機(jī)進(jìn)行了建模,并分別從空載、負(fù)載、電感角度進(jìn)行了三維電磁場仿真。建模中考慮了模型的對稱性和周期性,將整體模型簡化成1/4模型,從而顯著減少了仿真的計(jì)算量。在電機(jī)空載狀態(tài)下,得到了空載磁通密度分布,分析了永磁體極弧系數(shù)、槽口寬度和極槽配合對齒槽轉(zhuǎn)矩的影響,通過優(yōu)化,在永磁體極弧系數(shù)取0.85、槽口寬度取5 mm、極槽配合取18槽16極時(shí),得到了最小的齒槽轉(zhuǎn)矩30.64 N·m,這將有利于降低轉(zhuǎn)矩波動,從而減小電機(jī)的振動和噪聲,提高系統(tǒng)的控制精度和品質(zhì)。在電機(jī)負(fù)載狀態(tài)下,分析了不同電流激勵源和內(nèi)功率因數(shù)角下的電磁轉(zhuǎn)矩波形:在恒轉(zhuǎn)矩區(qū),當(dāng)相電流為550 A、內(nèi)功率因數(shù)角為22°、額定轉(zhuǎn)速為1 600 r/min時(shí)的電磁轉(zhuǎn)矩為3.115 kN·m;在恒功率調(diào)速區(qū),當(dāng)相電流為550 A、內(nèi)功率因數(shù)角為41°、轉(zhuǎn)速為2 000 r/min時(shí),電磁轉(zhuǎn)矩為2.577 kN·m;在過載工作區(qū),當(dāng)相電流為1 140 A、內(nèi)功率因數(shù)角為47°、額定轉(zhuǎn)速為1 600 r/min時(shí),電磁轉(zhuǎn)矩為4.756 kN·m,電機(jī)達(dá)到1.5倍過載。與同體積的其他電機(jī)相比,該電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩密度有顯著提高,內(nèi)功率因數(shù)角調(diào)整裕度也較大,能滿足過載能力要求。此外,結(jié)合電機(jī)空載和負(fù)載求得的參數(shù),繪制了盤式電機(jī)矢量圖,求得同步電感值為0.31 mH。

盤式交流永磁同步電機(jī);電磁場;電磁轉(zhuǎn)矩;仿真

Electromagnetic Field Analysis on High-Power Disc-Type AC Permanent Magnet Synchronous Motor

CHEN Qixu1,XU Jun1,YANG Song2,WANG Yunhong2,ZHAO Longtao2,CAO Binggang1

(1. School of Mechanical Engineering, Xi’an Jiaotong University, Xi’an 710049, China; 2. Qingdao Haixi Electrical Machine Limited Corporation, Qingdao, Shandong 266000, China)

A 3D electromagnetic field was modelled and simulated in the design of a 510 kW disk-type AC permanent magnet synchronous motor used on oil drilling platform. Considering the symmetry and periodicity of this model, the model was simplified into a one-fourth part hence the computing workload was greatly reduced. Under no-load condition, the no-load flux density distribution and the effects of pole arc-coefficient, slot opening width, and slot-pole combination on the cogging torque were analyzed. By optimization, the minimum value of cogging torque was 30.64 N·m when the pole arc-coefficient was set 0.85, the slot opening width was set 5 mm, and an 18 slot-16 pole combination was adopted. This significantly reduced motor torque fluctuation, hence reduced vibration and noise levels and improved the control accuracy and quality of the system. When the motor was working under loading condition, the waveforms of electromagnetic torque were analyzed under different exciting currents and inner power factor angles. The electromagnetic torques under different operation conditions were also obtained. Research shows that the electromagnetic torque density of this motor increases significantly compared with other motors with the same volume, and its adjustment margin of inner power factor angle is quite large, satisfying the requirement of overloading. Moreover, according to the obtained no-load and load parameters, the vectorgraph of this disk-type synchronous motor was drawn and the synchronous inductance value of 0.31 mH was obtained.

disc-type AC permanent magnet synchronous motor; electromagnetic field; electromagnetic torque; simulation

2015-01-11。 作者簡介:陳起旭(1982—),男,博士生;徐俊(通信作者),男,講師。 基金項(xiàng)目:國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(51405374)。

時(shí)間:2015-06-17

http:∥www.cnki.net/kcms/detail/61.1069.T.20150617.0902.009.html

10.7652/xjtuxb201509020

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