IGBT控制大電流脈沖放電時(shí)的過壓保護(hù)

宗澤源，施蕓城

(東華大學(xué)理學(xué)院，上海201620)

0 引言

通過金屬化脈沖電容直接對線圈或大容量脈沖變壓器放電能獲得較大的脈沖電流。為了控制脈沖電流的脈寬，需要選用合適的開關(guān)來控制電容能量的釋放。近年來，大功率半導(dǎo)體開關(guān)的迅速發(fā)展為高功率脈沖的產(chǎn)生提供了更多的選擇。絕緣柵雙極型晶體管，IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，是由BJT(雙極型三極管)和MOS (絕緣柵型場效應(yīng)管)組成的復(fù)合全控型電壓驅(qū)動(dòng)式功率半導(dǎo)體器件，兼有MOSFET的高輸入阻抗和GTR的低導(dǎo)通壓降2個(gè)方面的優(yōu)點(diǎn)［1］，在電力電子領(lǐng)域中得到越來越廣泛的應(yīng)用。但由于IGBT的關(guān)斷時(shí)間短(可達(dá)十幾納秒)，在此過程中很可能產(chǎn)生過電壓［2，3］。在實(shí)際應(yīng)用中，對IGBT的過壓保護(hù)必不可少。

1 尖峰電壓形成與消散的原因分析

1.1 IGBT開關(guān)管上產(chǎn)生尖峰電壓的原因

以圖1所示的典型電路結(jié)構(gòu)作為問題分析對象。電容C作為電路的能量提供單元，在IGBT的控制下，以一定周期向負(fù)載電感L傳輸電流，其中與IGBT并聯(lián)的二極管D2是IGBT自身的體二極管?？旎謴?fù)二極管D1作為負(fù)載L的續(xù)流二極管。適當(dāng)匹配電容C和電感L的值，可以獲得所需要的大電流。在一個(gè)周期里，當(dāng)IGBT在極短的時(shí)間內(nèi)關(guān)斷過程中，整個(gè)C-L回路中的電流會(huì)經(jīng)歷巨大的變化率。理想情況下，負(fù)載L中的電流通過續(xù)流二極管D1與L自身構(gòu)成回路，從而不對IGBT產(chǎn)生影響;而忽略C-L回路的雜散電感情況下，可以認(rèn)為回路電流能迅速變?yōu)榱恪?/p>

圖1 典型的IGBT控制C-L放電回路

實(shí)際情況中，在C-L放電所創(chuàng)造的大電流環(huán)境下，回路的雜散電感Ls所蘊(yùn)含的能量不容忽視。雜散電感Ls在IGBT關(guān)斷時(shí)會(huì)經(jīng)歷巨大的電流變化率，此時(shí)在IGBT兩端就會(huì)產(chǎn)生正向的尖峰電壓［4］，即Ls·dI/dt。同時(shí)，續(xù)流二極管在開通初期，會(huì)出現(xiàn)較高的瞬態(tài)壓降，經(jīng)過一定的時(shí)間后才能處于穩(wěn)定狀態(tài)［5］。如圖2所示的是實(shí)際測量的快恢復(fù)二極管D1導(dǎo)通過程的電壓波形。

圖2 快恢復(fù)二極管開通過程中電壓波形

于是，在IGBT關(guān)斷瞬間將有

的尖峰電壓加載在IGBT的正向兩端，其中，Uc為主電容電壓，即母線電壓。當(dāng)中起主要作用的是雜散電感Ls引起的過壓，續(xù)流二極管的壓降VFM會(huì)迅速降低直至完全導(dǎo)通，之后負(fù)載電感L上的電流將不會(huì)對IGBT產(chǎn)生影響。

圖3是一個(gè)IGBT關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生尖峰電壓的實(shí)例。母線電壓為30 V，IGBT關(guān)斷時(shí)，集電極與發(fā)射極之間的電壓Uce遠(yuǎn)大于母線電壓Uc的2倍，當(dāng)尖峰電壓超過IGBT的額定電壓時(shí)，足以使其損壞。

圖3 IGBT關(guān)斷時(shí)CE兩端所承受的尖峰電壓

1.2 尖峰能量的分散消耗方式

過壓保護(hù)電路也稱吸收電路或緩沖電路，是抑制過電壓的重要方法之一。吸收電路的主要思想是基于電容電壓不能突變的特性，將雜散電感在IGBT關(guān)斷瞬間釋放的尖峰能量快速吸收暫存于電容中，再緩慢釋放出電容，即將集中能量分散化。這樣就避免了瞬時(shí)能量對IGBT造成的損害?；陟o電電容的無源吸收電路主要有以下3種［6，7］。

(1)C型吸收電路，如圖4(a)所示，其吸收電路只有一個(gè)電容。其優(yōu)點(diǎn)是電路簡單，成本低;缺點(diǎn)是容易產(chǎn)生寄生振蕩:主電路的寄生電感與吸收電容構(gòu)成一個(gè)LC諧振電路。

(2)RC型吸收電路，如圖4(b)所示。其優(yōu)點(diǎn)是電路簡單;缺點(diǎn)是容易造成過沖電壓，并在使用大容量IGBT時(shí)，會(huì)引起集電極電流升高，因此必須增大電阻R，這樣會(huì)使IGBT功能受到一定限制。

(3)RCD型吸收電路。如圖4(c)所示，在RC吸收電路的基礎(chǔ)上并聯(lián)一個(gè)快速恢復(fù)二極管。此電路可以有效地避免C型吸收電路所產(chǎn)生的振蕩，該緩沖電路中的快恢復(fù)二極管可箝位瞬變電壓，從而抑制振蕩發(fā)生，并且快恢復(fù)二極管的引入可以使緩沖電阻增大，避開了IGBT開通功能受阻問題。

圖4 3種基于靜電電容的無源吸收電路

在大電流單向脈沖控制的應(yīng)用中，主要需要防止IGBT關(guān)斷瞬間的回路雜散電感引起的尖峰電壓。因此RC型電路因其不能防止過沖電壓而不能使用。比較理想的電路是C型和RCD型吸收電路。

圖5 (a)使用C型吸收電路時(shí)IGBT兩端的電壓波形;(b)RCD型吸收電路時(shí)IGBT兩端的電壓波形

使用C型吸收電路時(shí)會(huì)在IGBT開啟和關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生較大的振蕩，在關(guān)斷時(shí)尤為嚴(yán)重。以圖5 (a)為例，母線電壓150 V，吸收電容為1 μF時(shí)，IGBT兩端的電壓波形出現(xiàn)嚴(yán)重的振蕩。電容的加入消除了圖3的尖峰電壓及其后的高頻振蕩，但對過壓的抑制效果有限，同時(shí)帶來了與吸收電容相匹配的低頻振蕩。加大吸收電容可以降低關(guān)斷時(shí)的峰值電壓，但同時(shí)也增加了振蕩周期，使IGBT的開通和關(guān)斷波形受到較強(qiáng)的影響。

圖6 RCD型吸收電路中的尖峰電壓局部放大

在IGBT集電極和發(fā)射極上并聯(lián)RCD型吸收電路，很好地吸收了回路雜散電感的能量，但對于關(guān)斷瞬間的尖峰電壓并沒有進(jìn)行有效地吸收，如圖5(b)所示。此時(shí)RCD電路中電容C為3 μF，電阻R為1 Ω。圖6是該尖峰電壓的局部放大，脈寬約為500 ns。從圖2實(shí)際測量得到的快恢復(fù)二極管導(dǎo)通電壓特性可知，快恢復(fù)二極管的導(dǎo)通時(shí)間也約為500 ns，因此產(chǎn)生尖峰電壓的原因是RCD電路中的快恢復(fù)二極管D無法迅速導(dǎo)通造成的。加快快恢復(fù)二極管導(dǎo)通速度可以降低尖峰的幅值，但大功率的快恢復(fù)二極管導(dǎo)通時(shí)間均較長，因此只能通過其他方法來解決尖峰問題。

圖7 同時(shí)使用C型和RCD型吸收電路

為了同時(shí)解決回路雜散電感能量吸收和快恢復(fù)二極管無法快速導(dǎo)通的問題，可采用RCD型吸收電路和C型吸收電路并行使用的辦法。如圖7所示，利用電容兩端電壓不能突變的特性，將一個(gè)容值遠(yuǎn)小于RCD電路中C1的電容C2直接并聯(lián)在IGBT兩端。當(dāng)IGBT快速關(guān)斷時(shí)，整個(gè)回路產(chǎn)生的尖峰電壓先由C2暫時(shí)吸收，直到RCD電路中快恢復(fù)二極管D導(dǎo)通后，存在于雜散電感中的大部分能量由C1來吸收。

2 混合形吸收方式對尖峰能量消散的實(shí)驗(yàn)探究

圖8是在使用了圖7所示的吸收電路時(shí)IGBT兩端的電壓波形，其中，R=1 Ω，C1=4 μF，C2=0.168 μF，IGBT為三菱CM400HA-24，母線電壓150 V時(shí)脈沖電流235 A。從圖8中可以觀察到，關(guān)斷時(shí)的尖峰電壓已經(jīng)被吸收，Uce最高電壓不超過母線電壓的1/3，達(dá)到了吸收電路對IGBT的過壓保護(hù)功能。同時(shí)也觀察到，將2種吸收電路混合使用，可使C2使用較小的容值，避免了強(qiáng)烈振蕩對IGBT導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的影響。

通過選擇合適的吸收電路元件參數(shù)，能在保護(hù)IGBT不受損壞的前提下，充分運(yùn)用大功率IGBT的額定參數(shù)值。

圖8 同時(shí)使用RCD型和C型吸收電路時(shí)的IGBT電壓波形

3 結(jié)論

IGBT在關(guān)斷大電流時(shí)會(huì)受到回路雜散電感產(chǎn)生尖峰電壓的影響，嚴(yán)重情況下還會(huì)導(dǎo)致IGBT的永久損壞。通過對3種吸收電路特點(diǎn)的分析，最終選用C型和RCD型吸收電路混合使用，達(dá)到了既能有效吸收回路雜散電感能量，同時(shí)又不影響IGBT導(dǎo)通和關(guān)斷特性的目的。實(shí)際使用中，可以根據(jù)電路的電流大小，適當(dāng)?shù)剡x擇RCD和C型吸收電路中元件的參數(shù)可以達(dá)到前述目的。

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