高速移動環(huán)境下基于OFDM的LTE系統(tǒng)ICI 消除技術(shù)綜述

李 丹，柯 峰

(1.韶關(guān)學院計算機科學學院，廣東韶關(guān)512005;2.華南理工大學電子與信息工程學院，廣東廣州510640)

0 引言

近幾十年，移動通信經(jīng)過了幾代技術(shù)革新，可提供的數(shù)據(jù)傳輸速率不斷提高［1］。以正交頻分復用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)為核心的長期演進(long term evolution，LTE)移動通信系統(tǒng)的下行速率達100 Mbit/s，可支持高速率寬帶多媒體業(yè)務。與此同時，終端的移動速度也隨著高速鐵路、公路的發(fā)展不斷提高。目前，我國高鐵列車平均時速超過250 km/h，最高時速達350 km/h。如何為高速移動的用戶提供可靠的高速率數(shù)據(jù)通信，即“雙高”問題［2］是LTE系統(tǒng)面臨的難題。

LTE采用基于OFDM的空口技術(shù)，以提供更高的數(shù)據(jù)速率和頻譜利用率。但在高速移動環(huán)境下，信道快速時變導致接收端受多普勒頻偏影響，子載波間的正交性被破壞，形成子載波間干擾(inter－carrier－interference，ICI)，惡化系統(tǒng)性能。本文就這一問題，歸納總結(jié)了現(xiàn)有OFDM系統(tǒng)的ICI消除方法、存在問題及最新研究進展。報道了針對LTE系統(tǒng)的相關(guān)研究，并對今后研究工作提出展望。

1 移動環(huán)境下時變信道的多普勒頻偏

多普勒頻偏是由收發(fā)信機相對運動或路徑中的物體移動引起的，在移動通信中通常是由終端移動引起。多普勒頻偏在時域上表現(xiàn)為信道時變。終端移動速度越快，多普勒頻偏越大，信道時變越劇烈。多普勒頻偏fd的計算式為［3］

(1)式中:fmax為最大多普勒頻偏;fc為載頻;c為光速;v為終端移動速度;θ為入射角;λ為電磁波波長。

在陸地移動通信系統(tǒng)中，多普勒頻偏通常為一段范圍內(nèi)的頻偏擴展。因為，無線信道中電波的傳播通常由許多路徑來的反射、散射與繞射波合成。實際信道的反射表面相對波長多為粗糙表面，反射能量散射到所有方向，接收端收到的每一徑信號一般為一些時延近乎相等的、不可分解的散射波的疊加［3］。根據(jù) Parsons和Bajwa提出的橢圓模型［4］，接收端收到位于以發(fā)射端和接收端為焦點的橢圓上的所有散射體散射信號的傳播時延相等。因此，接收端收到的每一徑信號都是同一散射圓上一些不可分解的散射信號組合而成，表現(xiàn)出一徑的瞬時幅度與相位。但位于同一散射圓的不同散射信號到達接收端的入射角不同，由收發(fā)端相對運動引起的多普勒頻偏不同。因此，當發(fā)射單一頻率f0信號時，接收信號的頻譜為包含頻率為f0－fmax～f0+fmax的頻譜分量。

2 LTE及其在高速移動環(huán)境下的ICI

本節(jié)介紹LTE的特點及其空中接口物理層傳輸技術(shù)，并分析高速移動環(huán)境下LTE系統(tǒng)ICI的成因，以便于從根本上尋求LTE系統(tǒng)的ICI消除方法。

2.1 基于OFDM的LTE寬帶移動通信技術(shù)

3GPP(the 3rdgeneration partnership project)EUTRA(evolved universal terrestrial radio access)長期演進，簡稱LTE。是3G移動通信向4G的演進，可支持的最高車速為350 km/h，甚至在某些頻段最高可支持500 km/h。該標準于2004年底提出，2008年完成了第一個版本R8的制定。2010年的R10［5］版本是 LTE的平滑演進，被稱為 LTE－Advanced，3GPP將其作為4G的首選技術(shù)。

LTE/LTE－A物理層以 OFDM為核心。OFDM憑借其抗多徑能力強、頻譜利用率高、均衡復雜度低等優(yōu)點成為寬帶無線通信的關(guān)鍵技術(shù)。正交頻分多址接入(orthogonal frequency division multiplex access，OFDMA)是基于 OFDM的多址方式，在繼承OFDM優(yōu)點的同時又可根據(jù)信道特點及用戶需求靈活地將不同數(shù)目、位置的正交子載波集分配給用戶，充分利用了頻率分集與多用戶分集，是LTE下行的主流接入技術(shù)。由于OFDM(A)具有較高的峰均比，對功率放大器的要求較高，因此，LTE上行鏈路采用單載波頻分多址接入(signal－carrier frequency division multiple access，SC－FDMA)［6］。通過將 OFDMA的輸入進行離散傅里葉變換預編碼，使輸出具有單載波特性，降低上行發(fā)射終端輸出的峰均比，減小終端的體積和成本。SC－FDMA預編碼后的處理過程與OFDMA相同［6］，如圖1所示。

圖1 OFDMA與SC－FDMA收發(fā)信號系統(tǒng)框圖Fig.1 System diagram of OFDMA and SC－FDMA

2.2 高速移動引起的ICI

OFDM/OFDMA各個子載波之間要求嚴格正交，高速移動引起的多普勒頻偏及載波頻率的偏移等將使系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，導致ICI［7］。本文僅對高速移動環(huán)境下，信道快速時變引起的多普勒頻偏及其對系統(tǒng)造成ICI進行討論與分析。載波頻偏等引起的ICI不在本文研究范圍之內(nèi)。

為區(qū)別其他移動信道，本文研究的高速移動信道是指當移動性增加至信道在一個符號內(nèi)發(fā)生時變的快變信道環(huán)境。此時，信道時域響應函數(shù)在一個符號間隔內(nèi)為時間、多徑的二維函數(shù)，寫為h(n，l)，其中:0≤n≤N－1，n代表一個符號內(nèi)的時間采樣點，N為一個符號內(nèi)的采樣點總數(shù);0≤l≤L－1，l代表多徑采樣點，L為最大多徑采樣點。信道頻域矩陣G為非對角陣，其第m行n列元素表示為［8－9］

接收端，第m個子載波的信號表示為［7］

(3)式中:W(m)，X(m)分別為子載波m上的噪聲與數(shù)據(jù)。由(2)式，當h(n，l)在一個符號內(nèi)隨時間采樣點n變化時，子載波f對m的ICI干擾系數(shù)項不為零。此時，(3)式中f)X(f)項非零，從而引入ICI。因此，高速移動場景下，信道在一個符號內(nèi)的時變是使OFDM系統(tǒng)引入ICI的根本原因［8］。

研究表明:1%的多普勒偏移造成的ICI功率水平為－30 dB［10］。當多普勒頻偏增大，ICI功率水平大于噪聲功率，單純地將ICI當成噪聲會使系統(tǒng)產(chǎn)生較大誤碼率平底［10］。通過頻偏估計與補償［11－12］只能粗略估計最大多普勒頻偏 fmax，無法估計－fmax～fmax范圍內(nèi)的所有頻偏分量，殘余的頻偏仍會造成ICI。

3 OFDM系統(tǒng)的ICI消除方法

自1996年起，國內(nèi)外學者開始考慮高速移動環(huán)境下，信道在一個符號內(nèi)時變引起的多普勒頻偏對OFDM系統(tǒng)造成的ICI影響，提出了各種ICI消除方法，保證盡可能正確地恢復發(fā)送數(shù)據(jù)。

3.1 編碼自消除

編碼自消除的方法是通過數(shù)據(jù)編碼抵消相鄰子載波干擾的方法。Zhao Y［13］于1996提出在OFDM系統(tǒng)中利用多項式編碼可大大抵消多普勒頻偏引起的ICI，根據(jù)多項式權(quán)重將數(shù)據(jù)調(diào)制到相鄰一組子載波，多項式階數(shù)越高效果越好，但頻帶損失較大。Zhang H等［14］提出頻帶效率較高的頻域部分響應編碼方法消除多普勒頻偏引起的ICI。此類ICI編碼自消除方法在很大程度上消除了來自相鄰子載波的主要ICI分量，但無法去除來自所有子載波的ICI。

3.2 均衡與迭代判決反饋消除

由2.2節(jié)的分析可知，ICI是由信道在一個符號內(nèi)的時變引起。均衡就是利用信道估計信息，消除信道符號內(nèi)時變對發(fā)送數(shù)據(jù)造成的ICI影響，從接收信號中恢復發(fā)送數(shù)據(jù)的過程。1999年Jeon W G［15］提出一種均衡消除ICI的方法，限定信道在一個符號內(nèi)線性時變，其頻域矩陣的ICI能量集中在對角線附近，忽略其余的微小ICI分量，從而通過簡單矩陣求逆實現(xiàn)均衡去除 ICI。2001年，Choi Y S［16］提出了連續(xù)檢測的最小均方誤差均衡算法(SDMMSE)，復雜度為 O(N2)。2002 年，Cai Xiaodong［9］只考慮相鄰有限子載波的ICI影響，提出了復雜度為O(N2)的判決反饋最小均方誤差聯(lián)合并行干擾消除的迭代算法。Stamoulis A［17］利用時域濾波抵消時變影響，使得信道頻域矩陣為對角陣，從而實現(xiàn)一階簡單均衡去除ICI，復雜度為O(N)。以上均衡方法是去除ICI的有效方法，但需利用已知導頻進行信道估計，事先獲得信道狀態(tài)信息［15－17］。

考慮到上述方法需要事先估計得到信道狀態(tài)信息來實現(xiàn)均衡，復雜度也仍然較高。Schniter P［18］提出一種無需獲得信道估計信息、復雜度僅為O(N)的迭代判決反饋檢測數(shù)據(jù)的方法，利用時域加窗預處理將ICI限定在相鄰有限個子載波，通過判決檢測數(shù)據(jù)，同時計算最大信干比并反饋調(diào)整窗函數(shù)參數(shù)，經(jīng)過多次迭代來消除ICI。當ICI嚴重時，其迭代的次數(shù)和計算量較大。

綜上，利用信道信息進行均衡是去除高速移動信道ICI、正確恢復發(fā)送數(shù)據(jù)的根本方法。但前提要求通過信道估計獲得良好的信道狀態(tài)信息［15－17］。即，在高速移動的快變信道下，根據(jù)(3)式的向量形式［16］:由接收信號向量Y正確恢復發(fā)送數(shù)據(jù)向量X，只有利用已知的導頻估計出信道時域響應函數(shù)h(n，l)在一個符號間隔內(nèi)的時變特性，從而由(2)式得到信道頻域矩陣G，才能通過求逆及判決等均衡過程徹底消除信道時變引起的ICI，正確恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)向量 X［8，15－17］。因此，如何進行信道估計獲得信道在一個符號內(nèi)的時變及其頻域矩陣的非對角線元素是均衡去除ICI的關(guān)鍵，也是研究的熱點。

3.3 時域快變信道估計

對于OFDM系統(tǒng)快變信道估計的研究集中在2000年之后。主要思路是利用OFDM系統(tǒng)每個符號內(nèi)插入在特定子載波上的已知導頻符號估計信道時域響應各徑在一個符號內(nèi)的時變，從而得到頻域響應矩陣的估計值，再通過均衡消除ICI。

由(2)式可知，對于在一個符號內(nèi)時不變的信道，信道時域響應函數(shù)h(l)只有L個未知參數(shù)。對于快變信道，信道時域響應函數(shù)h(n，l)在一個符號內(nèi)隨時間變化，待估計的參數(shù)為L×N個。系統(tǒng)一個符號內(nèi)頻域子載波總數(shù)為N＜L×N，即使所有子載波都發(fā)送導頻也無法準確估計所有未知參數(shù)。

Tsatsanis MK與Giannakis GB指出［19－20］:對于多徑是由少數(shù)幾個主要反射物引起的陸地移動通信無線信道，信道各徑時變具有一定的周期性，其時變系數(shù)可由幾個基函數(shù)的線性組合來表征。這種確定的基擴展模型將信道在一段觀測時間內(nèi)的時變估計轉(zhuǎn)化為對該時間內(nèi)時不變的基系數(shù)的估計。若信道最大多徑抽頭數(shù)為L，信道在觀測時間內(nèi)時變擬合模型基的階數(shù)為Q(Q＜N)，采用基擴展模型擬合信道時變，可將待估計的參數(shù)由L×N個降至L×Q個。文獻［8，15，17］利用線性基模型擬合信道各徑在觀測窗內(nèi)的線性時變，估計參數(shù)大大減少。當車速較高時，非線性基擴展模型(BEM)可以較好擬合信道［20－27］。常用的基函數(shù)有多項式基［21］、KL基［22］、DPS基［23］、復指數(shù)基［20，24－25］等。多項式基的頻域不具有帶限性，多普勒頻偏較小時，性能較好［25］，當多普勒頻偏較大時，需要較高的階數(shù)才能實現(xiàn)精確擬合［21］。對于其他具有頻域帶限特性的基函數(shù)，KL－BEM基在均方誤差意義上是最優(yōu)，但需要利用預先統(tǒng)計獲得的信道的多普勒功率譜函數(shù)［22，25］，當先驗信道統(tǒng)計特性與實際信道失配時，性能不再最優(yōu)。DPS－BEM基采用一系列頻域帶限、時域功率近似集中在觀測區(qū)間內(nèi)的離散Prolate序列作為基函數(shù)。其基序列個數(shù)有限，獲得較復雜［23，25］。CE－BEM 用一系列復指數(shù)函數(shù)作為基函數(shù)，實現(xiàn)簡單，但擬合誤差較大。改進的 GCEBEM［24］是 CE－BEM 的過采樣，具有較好的擬合性能，但受Gibbs效應影響，其符號首尾邊界擬合誤差較大。一種改進的 CE－BEM［26］及基線補償?shù)腂EM［27］可進一步降低 CE－BEM 及 GCE－BEM 的符號首尾邊界擬合誤差。圖2、圖3分別是對不同BEM基的快變信道估計性能的數(shù)值仿真結(jié)果［25－26］。圖2假定信道先驗知識與信道模型參數(shù)匹配。圖3假定已知的歸一化多普勒頻移fn=0.5(fn=fmaxTs，Ts為一個符號間隔)，對比了信道模型參數(shù)與實際信道不匹配的情況下，不同BEM基的估計誤差。

圖2 不同BEM模型誤差對于驗證［25］Fig.2 Justification of BEM［25］

圖3 不同BEM模型的展開均方誤差與fn關(guān)系［26］Fig.3 MSE of BEM vs.fn［26］

對于快變信道估計，用于信道估計的梳狀導頻本身也會受到相鄰未知數(shù)據(jù)子載波的ICI干擾。這部分干擾與高斯噪聲不同，可通過控制數(shù)據(jù)及導頻分布來降低。文獻［9］提出導頻等間隔分組分布可以隔離降低未知數(shù)據(jù)子載波對導頻造成的ICI污染，提高估計性能。之后，文獻［25］等也采用這種導頻形式。因此，通過合理的導頻設計或數(shù)據(jù)編碼等方法可以將導頻所受的ICI干擾降低至理想范圍，保證信道估計的精度。

在高速移動環(huán)境下，利用上述基擴展模型擬合信道時域響應前L個采樣點的時變特性，只要觀測時間內(nèi)的可用導頻子載波數(shù)Np＞L×Q，即可實現(xiàn)對信道時域響應未知參數(shù)的估計，從而得到信道頻域矩陣。我們稱這類方法為OFDM時域快變信道估計方法。上述時域估計方法利用多徑信道時域響應函數(shù)能量集中在前L個采樣點內(nèi)的低通性，當導頻在頻帶內(nèi)等間隔均勻分布時［8，17，25］，可獲得高斯白噪聲信道下的最小均方誤差解。

研究表明:上述算法在理論上可獲得最優(yōu)解，但無法應用于實際系統(tǒng)。在實際OFDM系統(tǒng)中，通過導頻估計的信道時域響應能量通常會泄漏到前L之外的所有樣點，造成估計的誤差平底［28－30］。因為實際的信道多徑時延不可能剛好為采樣間隔的整數(shù)倍，稱為非整數(shù)倍采樣信道［28］。文獻［28－29］分析并給出了非整數(shù)倍采樣信道下，利用導頻估計值經(jīng)傅里葉變換到時域得到的信道時域響應的歸一化表達式。此時，信道時域響應函數(shù)非整數(shù)徑的能量將泄漏到周圍的所有采樣點，其低通特性被破壞。2徑整數(shù)倍采樣信道 h(l)=δ(l－Ts)+0.5δ(l－4Ts)及非整數(shù)倍采樣信道 h(l)=δ(l－1.5Ts)+0.5δ(l－4.5Ts)的時域響應函數(shù)，如圖4所示。

圖4 非整數(shù)采樣信道的能量泄露Fig.4 Energy leakage of non－sample－spaced－channel

由能量泄露造成的估計誤差將導致系統(tǒng)性能的“地板效應”［28－30］。文獻［28－30］分別針對能量泄露的問題提出了改進的時域處理方法，如通過選取合適的L值、加窗迭代、對稱擴展等降低能量泄露的影響，無法在根本上消除或避免能量泄露的影響。并且，以上研究均針對平穩(wěn)信道，對于信道在一個符號內(nèi)時變的快變信道估計方法未予考慮。

3.4 頻域快變信道估計

針對OFDM時域信道估計能量泄露的問題，鄺育軍等［31］推導得出結(jié)論:對于OFDM系統(tǒng)，不變換到時域，只在頻域利用導頻進行信道估計的性能不受能量泄露影響。因為，信道的多徑時延功率譜特征已經(jīng)完全反映在信道頻譜上，通過導頻進行估計與插值可得到信道全頻域響應。其估計誤差僅與導頻數(shù)目、間隔及噪聲功率有關(guān)，與能量泄露無關(guān)。上述研究只針對平穩(wěn)信道，并未考慮時變信道，但其研究結(jié)果為解決OFDM時域快變信道估計受能量泄露影響無法實用的問題提供了思路—在頻域?qū)崿F(xiàn)快變信道估計。

在此基礎上，文獻［32］提出基于 CE－BEM的OFDM頻域快變信道估計方法。利用頻域時變傳輸函數(shù)輔助估計得到信道頻域矩陣。整個估計過程都在頻域進行，不經(jīng)過變換域處理。估計性能只與導頻的分布間隔密度、基擴展模型的擬合誤差及信噪比有關(guān)，避免了信道時域響應能量泄露的影響，適用于實際系統(tǒng)。

4 LTE快變信道估計去除ICI的研究現(xiàn)狀及展望

基于OFDM的LTE系統(tǒng)，在高速移動環(huán)境下同樣將受信道時變影響，產(chǎn)生ICI。本節(jié)重點針對LTE系統(tǒng)的ICI消除技術(shù)進行介紹，并對進一步研究的問題提出展望。

4.1 LTE系統(tǒng)快變信道估計

不同于單用戶OFDM系統(tǒng)，LTE上下行鏈路均為多用戶頻分多址接入。各用戶只占用頻帶內(nèi)部分子載波集，各用戶與基站的通信隨機，信道估計要分別進行。假定用戶數(shù)目為U，其信道估計參數(shù)是OFDM系統(tǒng)的U倍。

由于接收端收到的信號是各用戶在時域上經(jīng)歷各自不同信道衰落后的疊加信號，很難分離。而在頻域上分離相互正交的用戶子載波集合非常容易。因此，通常在各用戶子載波集合內(nèi)插入導頻，用于各用戶的信道的估計與均衡［5］。對于下行OFDMA，如果不論各子載波集內(nèi)用戶是否發(fā)送數(shù)據(jù)，均在整個頻帶內(nèi)發(fā)送公用導頻，其信道估計方法與單用戶OFDM類似。但如果只在有數(shù)據(jù)發(fā)送的用戶子載波集內(nèi)發(fā)送導頻，則各用戶只能利用其子載波集內(nèi)的有限個導頻實現(xiàn)估計。對于上行SC－FDMA，為了保證單載波特性，用戶數(shù)據(jù)集中分布。為了不破壞數(shù)據(jù)的集中性，數(shù)據(jù)中將不插入導頻子載波。因此，其導頻不是OFDM系統(tǒng)常用的梳狀導頻，而是塊導頻。將時域上有一定間隔的特定符號作為導頻［6］，各用戶的導頻通過頻分或者碼分方式復用。

因此，對于LTE頻分多址接入系統(tǒng)，各用戶可用導頻資源(數(shù)目、能量)相對單用戶OFDM成倍減少，且導頻只能分布在可用的子載波集合內(nèi)。

現(xiàn)有的大部分LTE的信道估計方法均在頻域利用用戶子載波集內(nèi)的時頻二維導頻通過插值估計其子載波集內(nèi)的部分信道頻域響應值［33］，無需變換域處理，通過時域估計得到信道響應的全部信息。但未考慮信道在一個符號內(nèi)的時變及其引起的ICI。

2008年，Karakaya B等［34］考慮了信道快速時變引起的多普勒頻偏及其對LTE上行SC－FDMA系統(tǒng)造成的ICI影響，提出一種利用時域自適應階數(shù)多項式進行濾波插值的快變信道估計方法;2010年，Yameogo S等［35］針對上述問題，提出利用變換域在時域通過濾波去噪的方法去除SC－FDMA系統(tǒng)ICI;2010年，Rabbi M F團隊［36］利用基擴展模型擬合信道時域響應函數(shù)在一個符號內(nèi)的時變，討論了梳狀導頻輔助估計的OFDMA快變信道估計方法。上述方法屬于利用導頻變換到時域，跟蹤信道的時域估計方法，需要導頻滿足頻域采樣定理要求的等間隔均勻分布。在實際的LTE系統(tǒng)及非整數(shù)倍采樣信道下無法實用。

LTE頻域快變信道估計的研究目前已有報道，但僅考慮了下行OFDMA。文獻［37］提出了一種基于線性模型的OFDMA頻域快變信道估計方法。只利用前后相鄰符號用戶子載波集內(nèi)的梳狀導頻，估計頻域時變傳輸函數(shù)各子載波在一個符號間隔內(nèi)的線性時變參數(shù)，得到用戶子載波集內(nèi)的信道頻域矩陣。文獻［38］提出基于多項式基模型的LTE下行OFDMA頻域快變信道估計方法，利用用戶子載波集內(nèi)的導頻估計時變信道基系數(shù)的傅里葉變換值，從而得到用戶子載波集的信道頻域響應矩陣。上述OFDMA頻域快變信道估計方法避免了變換到時域估計對導頻的要求，不受能量泄露影響，簡單實用。

4.2 研究展望

目前，針對高速移動OFDM及LTE系統(tǒng)中ICI問題的頻域快變信道估計的研究剛剛開展，成果較少［32，36－37］，不夠系統(tǒng)深入。在研究有效估計方法的同時，為了提高估計精度，對于信道基擴展模型的選取與優(yōu)化、導頻子載波本身受到ICI污染的消除及導頻位置、數(shù)量的優(yōu)化設計等問題都需要進一步開展系統(tǒng)深入的研究。

另外，現(xiàn)有研究均只考慮OFDM及LTE下行OFDMA系統(tǒng)。對于LTE上行SC－FDMA，考慮到多用戶之間頻偏影響，LTE建議用戶數(shù)據(jù)子載波的映射采用集中式子載波分配方式［5］。為了保證單載波特性，集中子載波分配方式的導頻不能插入在用戶數(shù)據(jù)子載波集合內(nèi)。因此，上行SC－FDMA的導頻參考信號與圖5所示下行OFDMA不同，為如圖6所示的時分塊狀導頻。每個資源塊為時域上的、包含2個時隙的一個子幀。每個時隙有7個符號，其中第4個符號為導頻參考信號，用于上行數(shù)據(jù)的解調(diào)［5］。各用戶導頻參考信號可頻分復用，與用戶占用相同的子載波集;也可碼分復用，在頻域?qū)ьl參考信號占滿所有可用子載波，通過Zad－Chu正交碼分區(qū)分各用戶導頻［6］。針對上行SC－FDMA，如何利用其時間上相距較遠、頻域占用連續(xù)子載波的特殊導頻模式來估計信道時變，提出有效的頻域快變信道估計方法，也是值得研究與討論的問題。

圖5 LTE下行OFDMA導頻參考符號圖案Fig.5 Pilot pattern of LTE downlink OFDMA

圖6 LTE上行SC－FDMA導頻參考符號圖案Fig.6 Pilot pattern of LTE uplink SC－FDMA

5 結(jié)束語

在高速移動環(huán)境下，快變信道估計與均衡是LTE系統(tǒng)對抗ICI、解決“雙高”問題的關(guān)鍵，也是一項具有理論價值與實用意義的研究課題。研究表明:導頻輔助估計的頻域快變信道估計方法是適用于以OFDM為核心的LTE高速移動通信系統(tǒng)的一種實用有效的信道估計方法。LTE頻域快變信道估計具體方法的研究、導頻的優(yōu)化設置、基擴展模型的優(yōu)化選取、導頻的ICI污染等問題都值得進一步開展深入的研究，相關(guān)研究必將促進寬帶高速移動通信早日實現(xiàn)。

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