基于SG3525的步進(jìn)電機(jī)程控電源設(shè)計

周昌麗,林 紅,曹發(fā)海

(蘇州大學(xué) 電子信息學(xué)院，江蘇 蘇州215006)

步進(jìn)電機(jī)的調(diào)頻調(diào)壓驅(qū)動方式需要一種受頻率可控的可調(diào)電源。本文介紹一種調(diào)頻調(diào)壓電源電路，輸出電壓隨步進(jìn)電機(jī)工作頻率的變化而變化，從而保證電機(jī)低頻平穩(wěn)運行，高頻有力矩輸出。用于雕刻機(jī)的步進(jìn)電機(jī)驅(qū)動電源要求0～60 V可調(diào)，額定電流4 A，為實驗方便，輸入市電220 V，電源的紋波要求5%以內(nèi)，效率80%左右。

1 調(diào)壓電源原理分析

設(shè)計基于單片機(jī)的可調(diào)電源的方案一般選取開關(guān)電源，而不是線性電源。由于總功率約250 W，線性電源體積大，發(fā)熱嚴(yán)重，設(shè)計調(diào)試?yán)щy。相反，開關(guān)電源工作在開關(guān)狀態(tài)，工作效率高，適合中大功率電源的研發(fā)，目前專用PWM集成芯片已大大簡化了開關(guān)電源的外圍電路設(shè)計。因此，調(diào)頻調(diào)壓驅(qū)動電源采用開關(guān)電源的設(shè)計方案。開關(guān)電源有很多種分類方式，如正激式、反激式、推挽型、半橋型與全橋型等拓?fù)?。半橋型與其他拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比具有很多優(yōu)點：多組隔離輸出、容易進(jìn)行功率匹配，抗不平衡能力強(qiáng)，安全穩(wěn)定及EMI干擾較低，故得到了極其廣泛的應(yīng)用[1]。

單片機(jī)控制可調(diào)開關(guān)電源設(shè)計有兩種方案，一種是單片機(jī)直接控制開關(guān)器件導(dǎo)通和截止，通過反饋實時改變PWM信號的占空比，實現(xiàn)調(diào)壓穩(wěn)壓；另一種方案是單片機(jī)控制脈沖寬度調(diào)制芯片的反饋比較端口，通過改變專用PWM芯片的參考電壓來間接地控制開關(guān)管調(diào)壓。本可調(diào)開關(guān)電源采用單片機(jī)控制脈寬調(diào)制芯片方案。

圖1 半橋型變換器

半橋型開關(guān)電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示[2-4]。控制電路輸出的PWM信號使圖中功率開關(guān)管Q1、Q2輪流導(dǎo)通。C1、C2和R1、R2參數(shù)相同，起到分壓作用，故在Q1和Q2都截止時，R1和R2之間的電壓為Ui/2。Q1導(dǎo)通時，電容C1放電，C1、Q1、變壓器原邊、C3構(gòu)成放電回路。同時,輸入電壓Ui對儲存電容C2進(jìn)行充電，直至Q1關(guān)斷。當(dāng)Q2導(dǎo)通時，工作過程與Q1類似，對稱電容交替進(jìn)行儲能和放電。輸出回路中D1和D2起整流作用，L和C4為濾波電路。改變Q1和Q2處PWM的占空比即可實現(xiàn)調(diào)壓、穩(wěn)壓的目的，實際應(yīng)用中在變壓器原邊串入一個耦合電容C4，以增加電路的抗不平衡能力。

2 PWM控制電路的設(shè)計

2.1 系統(tǒng)框圖

程控可調(diào)開關(guān)電源的系統(tǒng)框圖如圖2所示，整個電路包括濾波整流電路、變壓器回路、穩(wěn)壓濾波電路、PWM控制器電路和電壓調(diào)節(jié)反饋回路。輸入交流電經(jīng)整流濾波后得到的直流電壓加到開關(guān)管和變壓器線圈上，由PWM控制器SG3525分配開關(guān)管的導(dǎo)通和截止時間，以完成對變壓器原邊繞組的充放電控制；次級輸出通過穩(wěn)壓濾波得到滿足要求的直流電壓，由STM32F103VC輸出可調(diào)節(jié)PWM改變參考電壓，確保輸出電壓可調(diào)。

圖2 可調(diào)開關(guān)穩(wěn)壓電源框圖

2.2 可調(diào)開關(guān)電源設(shè)計原理

本可調(diào)電源采用一款高性能專用PWM芯片SG3525實現(xiàn)，步進(jìn)電機(jī)調(diào)頻調(diào)壓電源的控制電路如圖3所示。單片機(jī)控制信號PWM由J1輸入,通過光耦調(diào)節(jié)，與輸出信號共同反饋到SG3525的反相輸入端和補(bǔ)償端，用以改變11腳和14腳輸出的PWM占空比，使得電源輸出穩(wěn)定、可調(diào)。C15和R2為片內(nèi)振蕩器外接電容、電阻，可設(shè)定輸出PWM波的斬波頻率。SG3525的工作頻率為：

圖3 PWM控制電路圖

其中，CT=C15，RT=R2，RD=R17，如圖3所示。經(jīng)計算,本系統(tǒng)的斬波頻率為80 kHz。11和14腳輸出PWM控制后級功率管的“開”和“關(guān)”，實現(xiàn)繞組充放電，即為開關(guān)電源的由來。

3 半橋元件參數(shù)計算與選擇

半橋式開關(guān)電源的AC-DC部分電路如圖4所示。整個電路包括輸入全橋整流、半橋逆變和輸出整流。由于SG3525輸出的PWM無法直接驅(qū)動電子開關(guān)管，所以經(jīng)過一個推動變壓器和放大電路連接MOS管。根據(jù)推動變壓器的同名端分析，Q5和Q6開關(guān)管輪流導(dǎo)通，將整流橋后的直流電逆變成交流電，最后整流輸出直流電壓。逆變結(jié)構(gòu)中的電容C2和C3中點電壓為整流橋電壓的一半，約為150 V。當(dāng)Q5導(dǎo)通時，C2上的150 V加在變壓器T1的原邊繞組上，則D9呈現(xiàn)通態(tài)；當(dāng)Q6導(dǎo)通時，T1原邊上的電壓極性和Q5導(dǎo)通時的極性相反，D8處于通態(tài)。其中，隔直電容C4用來消除半橋電容C2、C3連接點的電位浮動，保證中間連接點的電位平衡，防止因為變壓器磁芯飽和引起開關(guān)管損壞的現(xiàn)象。輸出端的變壓器T1副邊電路的工作過程如下：Q6導(dǎo)通時,由正激變換原理可知，副邊繞組激勵到的電壓使D8導(dǎo)通，電感L1儲能；當(dāng)D8反向截止時，電感L1反激，儲存的能量相負(fù)載釋放。D9在另半個周期內(nèi)過程與上述一致。所以整個周期內(nèi)，由于Q5、Q6的輪流導(dǎo)通，半橋式開關(guān)電源都向負(fù)載提供功率輸出，輸出電壓特性好，電流響應(yīng)速度快。下面分析主電路中的主要參數(shù)的選取和計算。

3.1 高頻變壓器的設(shè)計

工作頻率設(shè)定為80 kHz，選取采用R2KB鐵氧體材料制成的EE42/20/15型號的變壓器磁芯。經(jīng)查表知，R2KB磁感應(yīng)強(qiáng)度BS為0.47 T，為防止切換狀態(tài)時高頻變壓器飽和,一般取工作的磁感應(yīng)強(qiáng)度Bm=1/3BS=0.15 T。則變壓器的原邊繞線匝數(shù)為[1-2]∶

其中，Umin為原邊繞組的最小輸入電壓；tonmax為周期內(nèi)最大導(dǎo)通的時間；Bm為實際取用的磁感應(yīng)強(qiáng)度；Ae為磁芯的截面積。

按市電輸入計算，輸入交流電壓Vin為220 V，減去少許直流紋波10 V，且由于半橋的中點電壓為輸入電壓的一半，則Umin為：

占空比D取最大為0.9，頻率為80 kHz，則：

圖4 半橋電源AC-DC電路圖

EE42的磁芯有效面積為1.78 cm2，根據(jù)式(2)～式(4)可計算出變壓器初級匝數(shù)為∶

最大交流輸入可達(dá)到153+13=168(V),取N1為20匝，由式(2)得∶

由式(6)計算結(jié)果可知,原邊匝數(shù)取值符合要求。

變壓器副邊繞組采用中間抽頭的全波整流濾波電路,其匝數(shù)可根據(jù)輸出的最大電壓計算,設(shè)計最大輸出電壓60 V,考慮主整流二極管UD取1 V和濾波電感的壓降UL約0.3 V，則可計算出輸出Uo∶

故可求得副邊繞組匝數(shù)∶

繞組銅線的選定需要考慮導(dǎo)線的集膚效應(yīng)，即通電導(dǎo)體表面附近處的電流密度大于導(dǎo)體中間內(nèi)部的電流密度的現(xiàn)象。導(dǎo)線的直徑要小于集膚深度的兩倍，集膚深度公式為：

導(dǎo)線直徑必須小于0.54 mm，副邊繞組的導(dǎo)線取0.41 mm的漆包線。考慮銅線的電流密度為3～6 A/mm2，副邊導(dǎo)線的截面積計算可得：

根據(jù)需要的總截面積可計算得出所需股數(shù)：

將股數(shù)取整，為8股0.4 mm的漆包線并繞。同理，原邊繞組的導(dǎo)線采用0.41 mm的高絕緣強(qiáng)度的漆包線，截面積和股數(shù)分別為：

將股數(shù)取整，由4股0.41 mm的漆包線并繞即可。在繞制過程中，基于以上理論計算分析，需要不斷進(jìn)行實驗測試，修改導(dǎo)線參數(shù)，才可以找到最合適的指標(biāo)匹配。

3.2 濾波電感的計算

輸出電感L的選取原則是保證輸出電流連續(xù)工作，原則上是電流最低的差值ΔI約為額定電流的20%，可計算電感的理論值：

實際取L為100μH。其中Uomax是副邊繞組的最大輸出電壓值，通過計算繞組的導(dǎo)線匝數(shù)可得出約為68V。

3.3 隔直耦合電容的選定

為防止由于兩個開關(guān)管的特性差異而造成變壓器磁芯飽和，在變壓器原邊增加耦合電容C4，以提高主電路的抗不平衡能力。根據(jù)變壓器的變換關(guān)系，可計算出∶

其中，fR為諧振頻率，單位為kHz；NP/NS為變壓器原副邊匝數(shù)比；L為輸出端的電感,單位為μH；耦合電容C4的單位為μF。為保證耦合電容器充電線性，諧振頻率一般取開關(guān)頻率的10%，即：

電路中的L=100μH，fS=80 kHz,變壓器原副邊匝數(shù)比約為2。因此，可計算出電路中隔直電容的大小為∶

實際取C4為1.8μF。

4 實驗與分析

該設(shè)計方案已經(jīng)做成實物并在使用之中，電源模塊輸出最大電壓為60 V，最小電壓為3 V左右。最大電壓和最小電壓情況下，推動變壓器原邊繞組波形分別如圖5和圖6所示。占空比最小為4%，最大約為80%。圖中輸出電壓穩(wěn)定，紋波較小，且調(diào)壓范圍廣，滿足設(shè)計需求。

經(jīng)測試及長時間使用證明，該電源具有適用范圍廣、輸出穩(wěn)定可調(diào)、成本小、完全滿足步進(jìn)電機(jī)驅(qū)動性能需求等優(yōu)點，現(xiàn)已投入實際步進(jìn)電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中使用，工作穩(wěn)定可靠。

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