組合整流式高頻環(huán)節(jié)逆變器

闞加榮 謝少軍 朱曉琴 姚志壘 吳云亞 顧春雷

（1．鹽城工學(xué)院電氣工程學(xué)院 鹽城 224051 2．南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 南京 210016）

1 引言

太陽(yáng)能、風(fēng)能以及燃料電池作為新型清潔的能源受到了廣泛的關(guān)注，利用這些能源的分布式發(fā)電技術(shù)成為全球能源可持續(xù)發(fā)展戰(zhàn)略的重要組成部分[1]。整個(gè)發(fā)電系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)對(duì)于系統(tǒng)的重量、體積、成本以及效率都會(huì)產(chǎn)生至關(guān)重要的影響。對(duì)于像光伏電池和燃料電池這樣的以直流輸入的發(fā)電系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，通常的電路結(jié)構(gòu)有：①非隔離單級(jí)式并網(wǎng)逆變器[2]；②DC-DC+DC-AC+工頻變壓器；③DC-DC+高頻隔離的 DC-AC[3]；④高頻隔離的DC-DC+DC-AC[4]；⑤高頻環(huán)節(jié)逆變器[5]。第一種結(jié)構(gòu)最簡(jiǎn)單，成本最低，但是單級(jí)逆變器需要承擔(dān)如最大功率點(diǎn)跟蹤和并網(wǎng)電流波形控制的任務(wù)；而且，由于輸入端的電壓變化范圍非常大，對(duì)逆變器的器件選擇和濾波器的設(shè)計(jì)提出了更高的要求；此外，由于系統(tǒng)無(wú)隔離變壓器，系統(tǒng)存在共模電流和并網(wǎng)電流的直流分量[6]，雖然針對(duì)這兩個(gè)問(wèn)題提出了相應(yīng)的控制策略，但是由于系統(tǒng)寄生參數(shù)的不確定性，造成此類問(wèn)題不能完全消除；第二種結(jié)構(gòu)采用了工頻變壓器，雖然實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)系統(tǒng)與電網(wǎng)之間的電氣隔離，但是其體積、重量以及成本大大增加；第三種和第四種結(jié)構(gòu)采用高頻變壓器隔離并網(wǎng)系統(tǒng)與電網(wǎng)，但是其電力變換的級(jí)數(shù)共有3級(jí)，這影響了系統(tǒng)的并網(wǎng)效率；第五種結(jié)構(gòu)采用正弦調(diào)制 DC-AC+高頻隔離+AC-AC的結(jié)構(gòu)，只有兩級(jí)電力變換，其效率相對(duì)較高，而且相對(duì)于第三種和第四種電路結(jié)構(gòu)省去了DC-DC變換器的LC濾波器，節(jié)省了系統(tǒng)的成本，其中的電解電容的壽命成為制約系統(tǒng)壽命的一個(gè)重要問(wèn)題[7]。

目前高頻隔離環(huán)節(jié)逆變器主要分為基于 Forward電路的電壓源型變換器的電路結(jié)構(gòu)[8]以及基于Flyback電路的電流源型變換器的電路結(jié)構(gòu)[9]?；贔lyback結(jié)構(gòu)的主電路和控制簡(jiǎn)單，其中的變壓器需要存儲(chǔ)能量，因此其適用于小功率場(chǎng)合；而基于Forward結(jié)構(gòu)的主電路和控制復(fù)雜，但變壓器用來(lái)傳輸能量，因此其處理功率較大。所以基于Forward電路的電壓源型變換器的電路結(jié)構(gòu)更適合作為并網(wǎng)逆變器。

本文在綜合現(xiàn)有各種逆變器的基礎(chǔ)上，提出一種新的組合整流式、高頻隔離的兩級(jí)式逆變器，在高頻正弦調(diào)制逆變器后加高頻隔離變壓器實(shí)現(xiàn)電氣隔離，后級(jí)變換器采用正、負(fù)半周期交替工作的兩組整流變換器，其控制機(jī)理清晰。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該逆變器具有優(yōu)良的綜合性能，適合作為并網(wǎng)逆變器使用。

2 電路結(jié)構(gòu)及其控制策略

圖1給出了單極性移相控制組合整流高頻環(huán)節(jié)逆變器的主電路，變壓器一次電路采用移相控制策略的全橋逆變器，輸入電源UD可以由光伏電池或燃料電池提供；變壓器二次側(cè)有兩個(gè)完全相同的繞組W2和W3，后級(jí)分別為全橋整流器a和整流器b，S9a、S10a與 S9b、S10b分別是控制整流器a或整流器b工作的雙向開(kāi)關(guān)，后級(jí)為L(zhǎng)C二階低通濾波器。

圖1 組合整流高頻環(huán)節(jié)逆變器主電路Fig.1 Main circuit of inverter with high frequency link using combination rectifiers

圖1所示電路適用于高壓輸入和高壓輸出的場(chǎng)合。組合整流逆變器的前級(jí)也可以是推挽逆變器，后級(jí)也可以是全波整流器，該電路則適用于低壓輸入和低壓輸出的場(chǎng)合。

控制策略的基本思路是：移相控制全橋逆變器采用正弦波調(diào)制，在變壓器一次側(cè)得到脈寬變化的高頻交流電。輸出電壓為正時(shí)，控制整流器a工作；輸出電壓為負(fù)時(shí)，控制整流器b工作。具體的控制原理框圖如圖2a所示，將逆變器輸出電壓反饋信號(hào)uf與基準(zhǔn)電壓比較放大后得到調(diào)制波ue，與載波uc比較后得到信號(hào)K1，將K1下降沿二分頻得到S1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，反向后得到S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。調(diào)制波反向后與載波uc比較可以類似的得到 S2和 S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)?；鶞?zhǔn)正弦波過(guò)零比較，在正半周時(shí)控制雙向開(kāi)關(guān)S9a和S10a導(dǎo)通，使整流器a工作；在負(fù)半周時(shí)控制雙向開(kāi)關(guān) S9b和 S10b導(dǎo)通，使整流器 b工作。將載波的下降沿二分頻并反向分別得到整流器a和整流器b中開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。圖2b為逆變器主要原理波形。

3 電路工作模態(tài)分析

根據(jù)輸出電壓uo與濾波電感電流iL的極性，電路的工作模態(tài)有四種情況，分別是：①iL＞0，uo＞0；②iL＜0，uo＞0；③iL＞0，uo＜0；④iL＜0，uo＜0。第一種情況iL＞0，uo＞0時(shí)，整流器a工作，其中工作的僅僅是開(kāi)關(guān)管的反并二極管，整流器b不工作，具體的工作情況參考文獻(xiàn)[10]；第四種情況整流器b工作，整流器a不工作，具體工作情況類似第一種情況；第二種情況和第三種情況將濾波電感中存儲(chǔ)的能量反饋給輸入電源，下面將分析第二種情況時(shí)的工作模態(tài)，對(duì)應(yīng)的各模態(tài)的等效電路和工作波形如圖3和圖4所示，由于在uo＞0時(shí)，整流器 b不工作，所以在模態(tài)圖中未畫(huà)出整流器b。第三種情況（iL＜0，uo＞0）可做類似的分析。

工作模態(tài) 1[t1時(shí)刻以前]（等效電路如圖 3a所示）：t1時(shí)刻以前，變壓器一次側(cè)開(kāi)關(guān)S1、S4導(dǎo)通，變壓器二次電路中 S5a、S8a導(dǎo)通，濾波電感中的能量反饋給輸入電源；t1時(shí)刻，S1關(guān)閉，但是由于二次電路濾波電感的作用，一次電流流通路徑與t1時(shí)刻以前一樣。

工作模態(tài)2[t1～t3]（等效電路如圖3b所示）：t1時(shí)刻，開(kāi)關(guān) S3導(dǎo)通，變壓器一次電流從 S1反并二極管中轉(zhuǎn)移到 S3中，因此 S3為硬開(kāi)通；變壓器二次電流通路與開(kāi)關(guān)模態(tài) 0一致；t2時(shí)刻，S6a、S7a導(dǎo)通，但并未關(guān)斷 S5a、S8a，而是讓這四個(gè)開(kāi)關(guān)管有一定時(shí)間的導(dǎo)通重疊，由于變壓器一次電流不變，因此此時(shí)S6a、S7a中并沒(méi)有電流流過(guò)。

工作模態(tài)3[t3～t4]（等效電路如圖3c所示）：t3時(shí)刻，關(guān)斷 S5a、S8a，電流由 S5a、S8a向 S6a、S7a換流，因此S5a、S8a硬關(guān)斷，S6a、S7a硬接通。變壓器一次電流也改變了方向。

工作模態(tài)4[t4～t5]（等效電路如圖3d所示）：t4時(shí)刻，S4關(guān)斷，變壓器一次電流在B點(diǎn)分流，分別對(duì) S2與 S4的結(jié)電容放電與充電，S4的端電壓緩慢上升，因此S4為零電壓關(guān)斷。

工作模態(tài)5[t5～t7]（等效電路如圖3e所示）：t5時(shí)刻，S2與S4的端電壓分別變?yōu)榱闩c輸入電壓UD，S2的反并二極管導(dǎo)通。t6時(shí)刻，S2導(dǎo)通，但由于二次電路中濾波電感電流的作用，S2的反并二極管繼續(xù)保持導(dǎo)通。此階段一直持續(xù)到S3關(guān)斷為止。

t7時(shí)刻以后，變換器開(kāi)始下半周期的工作，分析過(guò)程類似。

圖3 各模態(tài)等效電路Fig.3 The equivalent circuits of topology stages of the proposed inverter

圖4 主要波形Fig.4 The key waveforms

4 高頻環(huán)節(jié)逆變器電壓波形特性分析

相對(duì)于其他形式的逆變器來(lái)說(shuō)，高頻環(huán)節(jié)逆變器的最大優(yōu)點(diǎn)就是功率變換級(jí)數(shù)少并且實(shí)現(xiàn)了高頻隔離。下面分別從變壓器的輸入電壓與逆變器輸入電壓的成分說(shuō)明本文所提逆變器的基波和諧波特性。令逆變器系統(tǒng)中的載波角頻率為ωc，開(kāi)關(guān)角頻率為ωs，輸出電壓基波角頻率為ω，調(diào)制比為m。

4.1 變壓器輸入電壓特性

根據(jù)圖2b中的調(diào)制方式，得變壓器輸入端電壓波形的傅里葉展開(kāi)式為[11]

從式（1）可以看出，變壓器的輸入電壓中不包含逆變器輸出電壓的基波成分，波形含有的最低成分角頻率為（0.5ωc-ω）的波形，如果載波頻率40kHz，基波頻率50Hz，那么變壓器輸入電壓成分中最低頻率也達(dá)到19.95kHz。相對(duì)于工頻變壓器而言，可大大減小體積和重量。

4.2 逆變器輸出電壓特性

根據(jù)圖2b中的調(diào)制方式，得濾波器輸入端電壓波形的傅里葉展開(kāi)式為[11]

式中，N1為變壓器一次繞組匝數(shù)；N2為變壓器二次繞組W2和W3的匝數(shù)；第一項(xiàng)為基波成分，即期望的輸出電壓；第二項(xiàng)為諧波成分。

可以看出幅值較大的諧波次數(shù)較高，可以很容易地用LC濾波器濾除。

5 與現(xiàn)有高頻環(huán)節(jié)逆變器的比較

目前，研究得比較多的是單極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器[8]，與之相比較，本文所提的組合整流高頻環(huán)節(jié)逆變器具有以下特點(diǎn)：

（1）電力電子器件多。文獻(xiàn)[8]中逆變器共用12個(gè)開(kāi)關(guān)器件，本文所提逆變器采用16個(gè)開(kāi)關(guān)器件，這是組合整流逆變器的一個(gè)劣勢(shì)。

（2）控制復(fù)雜程度相當(dāng)。整流組合逆變器的控制策略與文獻(xiàn)[8]中逆變器的控制策略類似。

（3）發(fā)熱均衡性好。文獻(xiàn)[8]中逆變器所有的開(kāi)關(guān)器件都工作在高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，在不考慮死區(qū)和導(dǎo)通重疊時(shí)間時(shí)，同一時(shí)刻有6個(gè)開(kāi)關(guān)管工作，而組合整流逆變器同一時(shí)刻也有6個(gè)開(kāi)關(guān)管工作，但是其中 4個(gè)開(kāi)關(guān)管處于高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，2個(gè)開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率僅僅為工頻（如正半周期時(shí)，S9a與 S9b的開(kāi)關(guān)頻率為工頻），這使得發(fā)熱較少。組合整流逆變器能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)管與文獻(xiàn)[8]中的一致。關(guān)鍵是組合整流逆變器的兩組整流器交替工作，進(jìn)一步均勻了系統(tǒng)的損耗發(fā)熱。

（4）簡(jiǎn)化電路適用于單位功率因數(shù)的并網(wǎng)逆變器。在輸出電壓和電感電流極性相同時(shí)，變壓器二次整流器僅僅只有反并二極管導(dǎo)通，而單位功率因數(shù)并網(wǎng)逆變器就滿足電壓電流極性相同的情況，這樣變壓器二次側(cè)兩組整流器就可以采用二極管代替全控器件，大大簡(jiǎn)化了控制。簡(jiǎn)化的適用于并網(wǎng)逆變器的電路如圖5所示。而文獻(xiàn)[8]中逆變器不具有這種特性。

圖5 簡(jiǎn)化的組合整流逆變器Fig.5 Main circuit of simplified inverter with high frequency link using combination rectifiers

（5）擁有與之對(duì)應(yīng)的組合逆變、組合整流式AC-AC變換器。文獻(xiàn)[8]中的逆變器有與之電路結(jié)構(gòu)對(duì)應(yīng)的 AC-AC變換器，而本文所提逆變器也有與之對(duì)應(yīng)的組合逆變、組合整流 AC-AC變換器，電路結(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖6 組合逆變組合整流逆變器Fig.6 Main circuit of inverter with high frequency link using combination rectifiers and inverters

6 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

逆變器控制采用輸出電壓瞬時(shí)值外環(huán)、電感電流瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)的控制方式，控制框圖如圖7所示[12]。

圖7 組合逆變組合整流逆變器控制框圖Fig.7 Control diagram for the proposed inverter

根據(jù)逆變器穩(wěn)定運(yùn)行的要求，確定了一組逆變器參數(shù)：kvp=1；逆變器可以看成是一個(gè)線性放大器，放大倍數(shù)kpwm=33.3，kvf=0.0257，kvi=2 500，kif=kip=2；輸出電壓頻率50Hz；開(kāi)關(guān)頻率fsw=20kHz；濾波器：L1=1mH，C=30μF。根據(jù)以上參數(shù)采用 TMS320LF 2407型 DSP為主控芯片制作了組合整流式高頻環(huán)節(jié)逆變器樣機(jī)，輸入電壓 DC100V，輸出電壓AC220V/50Hz，變壓器電壓比為2∶9，輸出功率為1kV·A。

圖8為逆變器軟起動(dòng)時(shí)，逆變器輸出電壓波形。DSP在接收到逆變器起動(dòng)信號(hào)后，電壓基準(zhǔn)值逐漸增大，逆變器的輸出電壓也隨之增大，在此過(guò)程中逆變器輸出電壓的增加過(guò)程非常平緩，說(shuō)明所提逆變器電路的起動(dòng)性能優(yōu)良。

圖8 組合整流逆變器軟起動(dòng)輸出電壓波形Fig.8 Voltage waveforms of the proposed inverter in time of soft starting

圖9為逆變器在阻性負(fù)載情況下的電壓電流波形。圖9a為逆變器在空載時(shí)突加阻性負(fù)載時(shí)的電壓電流波形，可以看出，除了在突加負(fù)載時(shí)刻輸出電壓有較小的下降以外，電壓電流控制器能迅速做出反應(yīng)穩(wěn)定輸出電壓跟隨給定值大小，這同時(shí)也說(shuō)明雖然逆變器器件較多，但對(duì)整個(gè)逆變器閉環(huán)控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能未造成影響；圖9b為逆變器突加非線性負(fù)載時(shí)的電壓電流波形，可以看出，逆變器系統(tǒng)對(duì)非線性負(fù)載的沖擊具有較強(qiáng)的波形調(diào)整能力；圖9c為逆變器突加、突卸阻性負(fù)載時(shí)的電壓電流波形，可以看出，逆變器在整個(gè)過(guò)程中運(yùn)行穩(wěn)定。

圖9 組合整流逆變器輸出電壓電流波形Fig.9 Voltage and current waveforms of the proposed inverter

圖10為逆變器在輸入電壓為100V，阻性負(fù)載時(shí)的效率曲線，可以看出，雖然本文所提逆變器采用器件較多，但是由于變壓器二次側(cè)兩組整流電路每個(gè)工頻周期內(nèi)只有半周期工作，且有4個(gè)開(kāi)關(guān)管以工頻為開(kāi)關(guān)頻率，因此其最高效率仍可達(dá)89%。

圖10 逆變器輸出效率曲線Fig.10 Efficient curve of proposed inverter

7 結(jié)論

根據(jù)并網(wǎng)逆變器輕型化和需要隔離的要求，本文提出了一種全新概念上的組合整流式高頻環(huán)節(jié)逆變器，該逆變器可以任意功率因數(shù)運(yùn)行，并且電路中的變壓器實(shí)現(xiàn)了高頻化，大大減小了電路的體積與重量。在所提主電路中，變壓器二次電路后級(jí)的兩組整流器按工頻正、負(fù)周期交替工作，能大大降低開(kāi)關(guān)器件的熱應(yīng)力。實(shí)驗(yàn)表明了所提組合整流高頻環(huán)節(jié)逆變器性能優(yōu)良。

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