單相高頻鏈矩陣逆變器解結(jié)耦SPWM策略及實(shí)現(xiàn)

閆朝陽(yáng) 張純江 鄔偉揚(yáng) 賈民立 張 坤

（燕山大學(xué)電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 秦皇島 066004）

1 引言

Mr. Espelage和Mr. Bose于1977年提出了高頻鏈逆變技術(shù)的重要概念[1]。隨著分布式供電系統(tǒng)、新能源發(fā)電并網(wǎng)以及UPS供電系統(tǒng)的快速發(fā)展，高頻鏈逆變器的應(yīng)用也越來(lái)越廣泛[2-6]。

按電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)高頻鏈逆變器可分為兩種，即DC-DC 變換型(DC-HFAC-DC-LFAC，其中：HF：high frequency；LF：low frequency)和矩陣變換型（也稱(chēng)為周波變流型，DC-HFAC-LFAC)[7-11]。矩陣變換型逆變器省去了中間直流儲(chǔ)能環(huán)節(jié)，單級(jí)功率變換、雙向能量傳輸、通態(tài)損耗小、整機(jī)效率和可靠性高，正日益成為研究熱點(diǎn)。由于雙向開(kāi)關(guān)（實(shí)際應(yīng)用中多采用單向可控開(kāi)關(guān)組合而成）的存在，須處理好帶感性負(fù)載工作時(shí)的換流問(wèn)題[6,8,12-14]。

對(duì)于單相高頻鏈矩陣式變換器調(diào)制策略的研究，已有以下三種類(lèi)型：

（1）常規(guī)正弦脈寬調(diào)制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）控制。一次逆變產(chǎn)生占空比均勻的高頻雙極性等寬方波，二次采用 SPWM 控制，濾波后得到需要的正弦波輸出[14-15]。

（2）采用正弦脈寬脈位調(diào)制（Sinusoidal Pulse Width Phase Modulation，SPWPM）控制。通過(guò)有效變動(dòng)單極性SPWM電壓波形的結(jié)構(gòu)，得到另一種新波形，新波形中含有原SPWM波的全部信息，但沒(méi)有低頻調(diào)制波的頻率成分。從而可以利用高頻變壓器進(jìn)行耦合傳輸，然后在變壓器二次側(cè)通過(guò)解調(diào)又可恢復(fù)為常規(guī)的SPWM電壓波形，濾波后得到調(diào)制頻率的正弦輸出[16-18]。

（3）采用移相控制。無(wú)諧振的移相控制分雙極性和單極性?xún)煞N，當(dāng)采用雙極性移相時(shí)，周波變換器驅(qū)動(dòng)信號(hào)相對(duì)高頻逆變器控制信號(hào)移相，輸出濾波器前端電壓為雙極性SPWM波[19]；當(dāng)采用單極性移相時(shí)，高頻逆變橋右橋臂控制信號(hào)相對(duì)左橋臂移相，周波變換器在變壓器電壓為零時(shí)開(kāi)關(guān)動(dòng)作，輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波[18,20]。

若將恒頻移相LCC諧振電路與SPWM控制技術(shù)有機(jī)結(jié)合，在輸出得到交流正弦波的同時(shí)，不僅可使變壓器一二次出現(xiàn)雙極性三態(tài)高頻脈沖交流電壓為周波變換器實(shí)現(xiàn)ZVS創(chuàng)造條件，而且移相逆變器電路的超前橋臂也實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通、滯后橋臂實(shí)現(xiàn)了準(zhǔn)ZCZVS關(guān)斷[11]。

本文就矩陣式變換器的電路拓?fù)?，運(yùn)用解結(jié)耦思路[21-22]，提出了無(wú)諧振型解結(jié)耦SPWM方法。對(duì)雙向開(kāi)關(guān)的兩個(gè)構(gòu)成器件不采用常規(guī)的施加相同驅(qū)動(dòng)信號(hào)的方式，而是分別控制。通過(guò)對(duì)常規(guī)SPWM波形進(jìn)行結(jié)耦邏輯處理，產(chǎn)生四路獨(dú)立的脈沖而分別作為矩陣式變換器同一橋臂功率開(kāi)關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，仿真和實(shí)驗(yàn)證明了該方法的可行性。

2 單相高頻鏈矩陣式逆變器拓?fù)?/h2>

典型的高頻鏈矩陣式逆變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖 1所示。高頻鏈矩陣式逆變技術(shù)省去工頻變壓器而采用高頻變壓器進(jìn)行能量傳遞，用雙向交流開(kāi)關(guān)陣列替換常規(guī)的單向開(kāi)關(guān)組成矩陣變換器（Matrix Converter，MC）亦作周波變換器（Cyclo Converter，CC）。

圖1 高頻鏈矩陣式逆變器結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Block diagram of HFL matrix inverter based on MC

本文所使用的具體拓?fù)淙鐖D 2所示。以中間的高頻變壓器一二次界定高頻鏈矩陣式逆變電路前后級(jí)，一次部分是前級(jí) DC-HFAC高頻逆變電路，產(chǎn)生高頻帶有死區(qū)的交流方波；二次部分是后級(jí) HFAC-LFAC矩陣變換電路，將高頻交流方波變換為工頻正弦波輸出，MC所用雙向開(kāi)關(guān)由兩個(gè)反向串聯(lián)的 IGBT構(gòu)成。該拓?fù)渚哂懈哳l電氣隔離、兩種功率變換環(huán)節(jié)、雙向功率流動(dòng)等特征，適用與中小功率變換場(chǎng)合。下面研究解結(jié)耦SPWM調(diào)制策略和相應(yīng)的控制邏輯。

圖2 單相高頻鏈矩陣式逆變器拓?fù)銯ig.2 Topology of HFL matrix inverter based on MC

3 單相高頻鏈矩陣式逆變器新型解結(jié)耦SPWM調(diào)制策略與控制邏輯

3.1 解結(jié)耦思路、控制原則及實(shí)現(xiàn)邏輯

圖 2所示的拓?fù)渲校哳l變壓器隔離輸出前級(jí)逆變產(chǎn)生的高頻交流方波，作為后級(jí)矩陣變換器的輸入。運(yùn)用解結(jié)耦分析的解耦思路可進(jìn)行以下兩方面工作：如果從半個(gè)高頻交流周期的角度考慮，矩陣變換器的輸入可以認(rèn)為是恒定的具有正或者負(fù)極性的直流脈沖源（解耦之一）；同時(shí)從電路結(jié)構(gòu)上，也可以把矩陣變換器分時(shí)等效作兩個(gè)結(jié)構(gòu)相同方向相反的常規(guī)逆變器（解耦之二）。即，當(dāng)高頻變壓器輸出為正電壓時(shí)，讓圖 2中由器件（SP1、SP2、SP3、SP4）構(gòu)成的正組逆變器工作；同理，當(dāng)高頻變壓器輸出電壓反向時(shí)，使負(fù)組逆變器（SN1、SN2、SN3、SN4）工作。

正、負(fù)組逆變器的協(xié)調(diào)控制原則是：當(dāng)其中一組逆變器工作時(shí)，另一組逆變器的所有開(kāi)關(guān)器件全部可導(dǎo)通。遵循此原則，矩陣式變換器的感性負(fù)載換流問(wèn)題就演化成為普通逆變器的感性負(fù)載換流問(wèn)題，從而矩陣式變換器的感性負(fù)載安全運(yùn)行得到了保障。這種協(xié)調(diào)關(guān)系依靠對(duì)普通逆變器調(diào)制策略所產(chǎn)生的控制信號(hào)的邏輯組合及處理，即所謂的結(jié)耦工作來(lái)實(shí)現(xiàn)[22]。

根據(jù)以上思路，設(shè)計(jì)所得的控制邏輯電路如圖3所示。

圖3 控制邏輯電路Fig.3 Logic circuit of control

圖3中，邏輯電路的輸入Vsh、Vsl為互補(bǔ)的SPWM 調(diào)制波形信號(hào)（具體實(shí)例可參見(jiàn)圖 4，下同），Vp05、Vn05為互補(bǔ)的且與前級(jí)逆變（指M1～M4所構(gòu)成的H橋逆變器）同頻的0.5占空比的方波信號(hào)。需要特別說(shuō)明的是，SPWM所使用的載波頻率是前級(jí)逆變器交流輸出頻率的兩倍，由此能夠保證在一個(gè)高頻變壓器交流半周期內(nèi)完成一個(gè)SPWM高頻周期的調(diào)制動(dòng)作；而經(jīng)過(guò)邏輯組合得到的后級(jí)矩陣變換器的開(kāi)關(guān)控制信號(hào)，則具有與前級(jí)逆變器開(kāi)關(guān)動(dòng)作同樣的頻率。

3.2 解結(jié)耦SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成

圖4所示為一個(gè)工頻周期中矩陣變換器側(cè)同一橋臂四路驅(qū)動(dòng)的信號(hào)合成示意圖。uc、um分別為載波和調(diào)制波。VH、VL分別為變壓器前級(jí)逆變器的高頻驅(qū)動(dòng)信號(hào)。Vsh、Vsl、Vp05及Vn05的定義同圖 3。SP1、SN1、SP2及 SN2為與圖 2標(biāo)識(shí)相同的 IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

此驅(qū)動(dòng)信號(hào)的生成，過(guò)程簡(jiǎn)單、無(wú)需輸出電流極性的檢測(cè)與判斷，且可實(shí)現(xiàn)逆變器軟開(kāi)關(guān)運(yùn)行。下面將分析應(yīng)用此驅(qū)動(dòng)的逆變器具體的工作模態(tài)。

4 單相高頻鏈矩陣逆變器工作模態(tài)分析

4.1 工作模態(tài)

圖4 矩陣變換器一個(gè)橋臂觸發(fā)信號(hào)合成示意圖Fig.4 Signal synthesis schematic of drive for a MC leg

便于分析問(wèn)題，假設(shè)：①所有功率開(kāi)關(guān)為理想元件；②變壓器是電壓比為N的理想變壓器。定義開(kāi)關(guān)SP1、SP2、SN1及SN2所在橋臂為前橋臂，SP3、SP4、SN3及SN4所在橋臂為后橋臂。

選取高頻變壓器的一個(gè)高頻交流周期進(jìn)行分析，主要波形如圖5所示，其中up、ip分別為變壓器一次電壓、電流波形，us、is分別為二次電壓、電流波形，VH、VL為前級(jí)逆變器帶有死區(qū)的驅(qū)動(dòng)波形。io為工頻輸出負(fù)載電流波形，圖中所取為io＞0階段，由于高頻開(kāi)關(guān)周期非常短且遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于工頻周期，所以io可認(rèn)為恒定不變。由圖5可知，單相高頻輸入單相工頻輸出的矩陣式變換器在一個(gè)高頻周期內(nèi)有8種模態(tài)，圖6為相應(yīng)的工作電路，為明確標(biāo)示器件的工作狀態(tài)情況，將關(guān)斷的器件打上叉斷號(hào)。具體分析如下。

圖5 變換器模態(tài)分析用波形圖Fig.5 MC working waveforms for analysis

（1）模態(tài) 1[t0，t1）。如圖 6a所示，該時(shí)間段內(nèi)，前級(jí)逆變器處于死區(qū)階段，后級(jí)負(fù)載通過(guò)矩陣變換器的兩上橋臂四個(gè)開(kāi)關(guān)管續(xù)流。高頻變壓器二次貯存的能量回送給一次，開(kāi)關(guān) M1、M4的體內(nèi)寄生二極管導(dǎo)通，二次電壓被鉗位，電路處于能量回饋狀態(tài)，一次電流ip線(xiàn)性變化。

式中，lm為變壓器激磁電感。

（2）模態(tài)[2t1，t2）。如圖6b所示，t1時(shí)刻，前級(jí)開(kāi)關(guān) M1、M4動(dòng)作，由于此刻之前其體二極管已處于導(dǎo)通狀態(tài)，M1、M4器件屬于ZVS開(kāi)通，又由于后級(jí)開(kāi)關(guān)狀態(tài)不變，變壓器中貯存的能量也沒(méi)有釋放完畢，電路仍處于能量回饋狀態(tài)，ip繼續(xù)保持線(xiàn)性下降。

（3）模態(tài) 3[t2，t3）。如圖 6c所示，t2時(shí)刻器件 SP3ZVS關(guān)斷，器件SP4導(dǎo)通，矩陣變換器后橋臂進(jìn)行負(fù)載換流，這時(shí)阻感性負(fù)載和變壓器二次形成續(xù)流通路，由于矩陣變換器側(cè)輸入電壓為正，電壓電流同向，系統(tǒng)正常向負(fù)載輸出功率，一次電流ip為勵(lì)磁電流和二次反射電流Nis之和。

式中，Z為負(fù)載阻抗。

圖6 電路各時(shí)段的工作模態(tài)Fig.6 MC mode circuit in different working modes

（4）模態(tài) 4[t3，t4）。如圖 6d所示，t3時(shí)刻，器件SP1關(guān)斷，器件SP2開(kāi)通，負(fù)載通過(guò)矩陣變換器兩下橋臂的各管進(jìn)行能量續(xù)流。此時(shí)，雖然變壓器二次勵(lì)磁電流有突變，但由于前級(jí)逆變器仍正向輸出電壓，二次電壓鉗位在 Nup，所以開(kāi)關(guān)兩端不會(huì)產(chǎn)生有害過(guò)壓應(yīng)力，變壓器一次處于勵(lì)磁階段，勵(lì)磁電流為

（5）模態(tài) 5[t4，t5）。如圖 6e所示，t4時(shí)刻，矩陣變換器切換到等效的負(fù)組逆變電路工作。變壓器前級(jí)進(jìn)入死區(qū)階段，后級(jí)矩陣式變換器的電流回路保持不變，器件SP1到SN1，SP3到SN3的通斷切換屬于ZVS、ZCS動(dòng)作。該時(shí)間段，變壓器中的儲(chǔ)能開(kāi)始向一次回送，電路系統(tǒng)處于能量回饋階段，ip線(xiàn)性變化，可表達(dá)為

（6）模態(tài)6[t5，t6]。如圖6f所示，t5時(shí)刻前級(jí)開(kāi)關(guān)M2、M3ZVS動(dòng)作，后級(jí)變換器電路狀態(tài)保持不變，電路系統(tǒng)維持能量回饋狀態(tài)。

（7）模態(tài) 7[t6，t7]。如圖 6g所示，器件 SN3開(kāi)通，SN4關(guān)斷，負(fù)載和變壓器二次形成能量回路，電路處在負(fù)組逆變器正向功率傳輸階段，該模態(tài)的工作情形可和模態(tài)3相對(duì)應(yīng)。

（8）模態(tài)8[t7-t8]。如圖6h所示，t7時(shí)刻，負(fù)組逆變器的器件SN1開(kāi)通，SN2關(guān)斷，前級(jí)電路正常輸出電壓，變壓器二次電壓被鉗位，后級(jí)負(fù)載能量通過(guò)矩陣變換器的下橋臂開(kāi)關(guān)管進(jìn)行續(xù)流。

4.2 模態(tài)切換規(guī)律

歸納上述模態(tài)特征，工作模態(tài)3、7為電路系統(tǒng)對(duì)負(fù)載正常輸出功率狀態(tài)，模態(tài)1、2、5、6為能量回饋狀態(tài)，模態(tài)4、8為變壓器勵(lì)磁狀態(tài)，伴隨儲(chǔ)存能量。變換器各模態(tài)間的切換規(guī)律如下：

（1）模態(tài)1到模態(tài)2、模態(tài)5到模態(tài)6的前級(jí)逆變器開(kāi)關(guān)切換屬于ZVS動(dòng)作。

（2）模態(tài)2到模態(tài)3、模態(tài)6到模態(tài)7工作時(shí)矩陣變換器同一橋臂上下管的切換不會(huì)引起阻感負(fù)載電流的突然中斷。因?yàn)椋阅B(tài)2到模態(tài)3的切換為例，設(shè)SP3的關(guān)斷和SP4的開(kāi)通如有不同步，這樣就會(huì)存在兩種情況：①SP3、SP4都關(guān)斷，由于SP3中寄生反并聯(lián)二極管的存在，負(fù)載電流將通過(guò) SP3的反并聯(lián)二極管繼續(xù)流通；②SP3、SP4都開(kāi)通，這種狀態(tài)可能使變壓器二次電壓短路，形成二次環(huán)流，該環(huán)流不但不會(huì)影響負(fù)載的續(xù)流工作，而且還因?yàn)槌霈F(xiàn)重疊換流區(qū)而對(duì)消除漏感能量引起的雙向開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力有益。且由于此狀態(tài)時(shí)間很短，對(duì)整個(gè)電路運(yùn)行無(wú)害。

（3）模態(tài)4到模態(tài)5屬于逆變器側(cè)正負(fù)組之間的切換，矩陣變換器側(cè)開(kāi)關(guān)屬于ZVS、ZCS動(dòng)作。

（4）模態(tài)3到模態(tài)4、模態(tài)7到模態(tài)8的切換發(fā)生時(shí)，考慮變壓器漏感，二次電流突變將在開(kāi)關(guān)兩端產(chǎn)生過(guò)電壓[8,16,19-20]，可采用重疊換流等方法予以避免。

綜上所述，所提調(diào)制方法在解決矩陣變換器感性負(fù)載換流時(shí)有其自身優(yōu)點(diǎn)，但也有不足之處，即變壓器漏感較大時(shí)易造成開(kāi)關(guān)電壓過(guò)沖，實(shí)際應(yīng)用中，在盡量減小變壓器漏感的同時(shí)，可對(duì)變壓器前逆變器采用移相控制或?qū)仃囎儞Q器采用吸收電路和重疊換流等方法來(lái)解決。

5 仿真研究

為了探討感性負(fù)載時(shí)上述調(diào)制策略以及控制邏輯的可行性與正確性，基于通用電路模擬軟件PSpice進(jìn)行了原理仿真。主要仿真參數(shù)有：輸入DC 50V，高頻變壓器的電壓比為1：2，負(fù)載為阻感性負(fù)載，L=10mH、R=3Ω，前級(jí)逆變頻率為3kHz，SPWM載波頻率為6kHz。由于旨在進(jìn)行感性負(fù)載安全換流的原理探討，仿真過(guò)程中仍然采用理想變壓器。圖7a～圖7c給出了與輸出電壓、輸出電流、開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)及開(kāi)關(guān)端電壓相關(guān)的仿真波形。

圖7 仿真波形Fig.7 Waveforms of simulation

圖 7a給出了高頻變壓器的輸出電壓即二次電壓，圖7b給出了構(gòu)成MC雙向開(kāi)關(guān)的單個(gè)開(kāi)關(guān)的端電壓，由圖可見(jiàn)，在阻感性負(fù)載條件下，應(yīng)用所設(shè)計(jì)的控制邏輯與調(diào)制策略使得負(fù)載能量始終存在流通路徑，未在開(kāi)關(guān)器件兩端造成有害的電壓應(yīng)力，從而能夠?qū)崿F(xiàn)阻性負(fù)載下的安全換流。圖7c展示了當(dāng)阻感性負(fù)載時(shí)輸出相電壓與負(fù)載電流存在一定的功角相位差的固有特征。仿真結(jié)果表明在高頻鏈矩陣式逆變器輸出帶阻感性負(fù)載的條件下，所設(shè)計(jì)的解結(jié)耦調(diào)制策略及其控制邏輯是可行的。

6 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

開(kāi)展了實(shí)驗(yàn)室原理樣機(jī)驗(yàn)證工作。實(shí)驗(yàn)參數(shù)主要有：輸入DC 50V，高頻變壓器的電壓比為1：2，負(fù)載為阻感性負(fù)載，L=10mH，前級(jí)逆變開(kāi)關(guān)頻率與后級(jí)矩陣變換器開(kāi)關(guān)頻率相等，均為SPWM載波頻率的二分之一。

所得實(shí)驗(yàn)結(jié)果分別如圖8a～圖8i所示。由圖可見(jiàn)所得實(shí)驗(yàn)結(jié)果和仿真結(jié)果一致，說(shuō)明了所設(shè)計(jì)的解結(jié)耦調(diào)制策略和控制邏輯的可行性與有效性。

圖 8a為前級(jí) H橋逆變器驅(qū)動(dòng)電壓波形及其同步的0.5占空比高頻方波。圖8b為0.5占空比的高頻方波與基本SPWM信號(hào)波的對(duì)應(yīng)關(guān)系圖。

圖8 實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)Fig.8 Data of experiment

圖 8c為矩陣變換器同一橋臂四個(gè)功率開(kāi)關(guān)的四路驅(qū)動(dòng)波形，歸納其特點(diǎn)可知，每一時(shí)刻只有一個(gè)功率開(kāi)關(guān)處于關(guān)斷狀態(tài)，即阻感性負(fù)載時(shí)負(fù)載能量在任意時(shí)刻具有流通回路。圖8d為變壓器二次電壓與二次電流波形，變壓器二次電流的包絡(luò)線(xiàn)是與輸出電流時(shí)域特征一致的正弦波形。圖8e為MC功率開(kāi)關(guān) IGBT集射極受壓及其相應(yīng)的柵極驅(qū)動(dòng)波形。圖8f和8g所示分別為后級(jí)矩陣變換器單管ZCS開(kāi)通和ZVS關(guān)斷波形圖。圖8h為負(fù)載電壓與電流波形，可見(jiàn)開(kāi)關(guān)兩端部分時(shí)刻存在電壓過(guò)沖現(xiàn)象，而仿真中則沒(méi)有，這是因?yàn)榉抡鏁r(shí)忽略變壓器漏感，而實(shí)際實(shí)驗(yàn)中所用變壓器具有不可避免的漏感。由前述可知，當(dāng)對(duì)功率器件采用吸收電路或者添加重疊換流動(dòng)作時(shí)可以解決該過(guò)沖問(wèn)題，本文以驗(yàn)證負(fù)載換流策略的有效工作為目的，實(shí)驗(yàn)中未采取其他針對(duì)漏感的措施，因此開(kāi)關(guān)上出現(xiàn)了過(guò)電壓應(yīng)力。圖8i所示為300～1600W功率范圍內(nèi)原理樣機(jī)的效率曲線(xiàn)，最高效率為88.11%。

7 結(jié)語(yǔ)

單相高頻鏈矩陣式逆變器以其高頻電氣隔離，無(wú)中間直流儲(chǔ)能環(huán)節(jié)，電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可雙向功率傳輸，變換效率高，重量輕體積小等突出優(yōu)點(diǎn)，受到日益廣泛的關(guān)注。本文在分析其電路拓?fù)涞幕A(chǔ)上，運(yùn)用解結(jié)耦分析思想，提出了針對(duì)單相矩陣式變換器的新型解結(jié)耦SPWM調(diào)制策略，設(shè)計(jì)了相應(yīng)的結(jié)耦控制邏輯，詳細(xì)分析了帶阻感性負(fù)載時(shí)電路系統(tǒng)的具體工作模態(tài)，歸納了功率器件的切換規(guī)律，進(jìn)行了阻感性負(fù)載情況下的仿真和實(shí)驗(yàn)工作。研究結(jié)果驗(yàn)證了所提方案的正確性與可行性，可望給單相高頻鏈矩陣式逆變器的進(jìn)一步研究與應(yīng)用，提供一定的借鑒。

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