基于DSP軟件鎖相技術的CPT諧振頻率跟蹤研究

徐賀騰，牛王強，孟祥成，劉志敏

（1.上海海事大學 科學研究院，上海201306；2.空軍95935部隊，黑龍江 雙城150111）

非接觸電能傳輸技術是將耦合器的原、副邊繞組分別繞在不同的鐵芯上，實現了在電源和負載之間非機械連接的電磁能量傳遞。但是此技術的缺點之一在于對位移和頻率的穩(wěn)定性差，一旦出現失諧狀態(tài)，效率會急劇下降。

目前國內外對這方面的研究不多，文獻［1－2］對耦合諧振電路進行了分析，證明了諧振狀態(tài)對提高系統(tǒng)傳輸功率和傳輸效率所起的重要作用。文獻［2］對系統(tǒng)的諧振頻率進行跟蹤，在試驗中采用了模擬鎖相技術。解決了模擬電路中器件的老化和溫漂等問題，提高了鎖相的精度和速度。因此本文討論利用DSP軟件鎖相技術來實現在失諧的情況下的耦合線圈的諧振頻率跟蹤。

本文首先介紹了諧振狀態(tài)對CPT系統(tǒng)傳輸功率的影響，然后介紹了利用DSP實現CPT系統(tǒng)諧振頻率跟蹤的軟件鎖相原理，給出了具體實現思路和部分軟件流程圖，最后通過實驗證明此方法的可行性。

1 諧振原理分析

非接觸電能傳輸系統(tǒng)利用電磁感應原理實現能量傳遞。圖1所示為原邊和副邊都采用串聯補償型的耦合電路模型。

圖1中R0表示原邊回路中電源內阻與附加電阻之和，R1，R2分別為原邊和副邊回路中電感、電容內阻之和，RW為負載。電路中L1＝L2，C1＝C2以保證兩線圈同時發(fā)生諧振。令Rs＝R0＋R1，Rd＝R2＋RW。設傳輸系統(tǒng)的角頻率為ω，兩線圈自阻抗分別為

圖1 串聯補償型諧振耦合電路Fig.1 Series－compensated resonant coupling circuits

可列KVL方程：

則原邊和副邊回路中電流為

原邊回路中輸入阻抗為

令：

由式（4）可以看出，使電路中無功功率最小，則令Im（Z）＝0，即L1，C1和L2，C2均處于諧振狀態(tài)，此時有Δφ＝0。

2 CPT諧振頻率跟蹤系統(tǒng)

CPT系統(tǒng)主電路拓撲結構如圖2所示，CPT諧振頻率跟蹤系統(tǒng)主要由電源部分，LC諧振耦合器和頻率跟蹤3部分組成。

電源部分，DSP產生的PWM波通過二階濾波轉化為正弦波輸入到功率放大器，然后輸出一定功率的正弦信號給LC諧振器。通過DSP產生的PWM波來控制功率放大器的信號輸出頻率，頻率調節(jié)簡單靈活。

圖2 CPT系統(tǒng)主要電路拓撲結構Fig.2 The main circuit topology of a CPT system

LC諧振耦合部分，主要根據電磁感應原理將電源產生的高頻能量從原邊線圈耦合到副邊線圈最終給負載供電。本文中采用原邊和副邊線圈的電感、電容對稱情況，以保證兩線圈同時發(fā)生諧振。

頻率跟蹤部分，由前面分析可知諧振耦合器中兩線圈處于自諧振狀態(tài)，能保證回路中的無功功率最小，有助于電能的傳遞。為保證LC諧振耦合器始終處于諧振狀態(tài)，可以通過控制DSP輸出PWM波的頻率改變電源輸出信號頻率，以保證原邊回路中電壓與電流同相位，實現諧振頻率的跟蹤。

主要過程如下：通過DSP的捕獲單元對原邊回路中電壓、電流進行捕獲，計算出電壓、電流相位差，再利用軟件進行鎖相，調整PWM波的輸出頻率，進而改變電源輸出頻率，使原邊回路中的電壓、電流同相，最終實現耦合線圈諧振頻率的實時跟蹤。

3 基于DSP軟件鎖相的實現

失諧狀態(tài)下，原邊回路中的電流相對電壓有超前和滯后2種情況，但頻率是相同的，所以二者只存在相位差。本文采用TI公司的TMS320F2812型DSP芯片實現軟件鎖相環(huán)的設計。主要利用芯片中事件管理器EVA的捕獲單元捕獲電壓、電流信號并進行軟件鎖相，利用定時器單元輸出調整頻率的PWM波。捕獲單元CAPl和CAP2設置為上升沿觸發(fā)模式，設置通用定時器1為二者的時基。本文的CPT系統(tǒng)的自然諧振頻率設為20kHz，定時器1選用DSP的75MHz時鐘，并進行8分頻，使得1個計數周期為0.010 7μs。利用定時器2進行PWM波的輸出。

3.1 軟件鎖相原理

通過改變PWM的頻率來改變原邊回路中電壓、電流的相位差：若原邊回路中電流超前電壓，回路中負載呈容性，電源輸出頻率低于諧振頻率，DSP應加大輸出PWM的頻率；若電流滯后電壓，回路中負載呈感性，電源輸出頻率高于諧振頻率，應減小輸出PWM的頻率。通過不斷調整PWM驅動頻率可以實現原邊回路中電壓、電流同相，即實現諧振頻率的跟蹤。具體算法如圖3所示。

圖3 鎖相算法示意圖Fig.3 Schematic diagrams of phase－locked algorithms

圖3a表示回路中諧振狀態(tài)的信號，圖3b表示DSP輸出PWM波的信號，圖3c表示DSP檢測到電壓、電流相位差信號。輸出PWM的周期與電路諧振周期同為T1時，電壓、電流相位差為零。當回路中的諧振周期由T1變?yōu)門2時，DSP會檢測到相位差為T2－T1。于是在下個周期中DSP調整周期寄存器TPR的值，改變PWM輸出頻率。如果調整在一個周期內完成，會導致電源輸出波形發(fā)生劇烈震蕩。所以選擇多個周期調節(jié)，例如選擇N個周期調節(jié)，每個周期的調整量為（T2－T1）／（N－1）。如圖2所示取N 為5的情況，在第1個周期中檢測到相位差為T2－T1，需要到第2個周期進行調節(jié)，使圖3b的周期調整為T1＋（T2－T1）／4，此時相位差變?yōu)?（T2－T1）／4，依此下去到第4個周期相位差變?yōu)椋═2－T1）／4，到第5個周期時相位差為零，實現圖3b的輸出頻率同圖3a的諧振頻率相同［3］。

3.2 電壓、電流相位差捕獲原理

如圖4所示，電壓和電流信號經過過零檢測電路變成方波信號分別接入DSP的2個捕獲單元CAP1，CAP2。CAP1在電壓信號的每個上升沿到來時，會將通用定時器1的計數值寫到存貯器FIFO堆棧中，然后在中斷程序中把計數器的值重新歸零，為下一周期計數做準備。為了使第1個脈沖到來時就可以捕獲到，可先將FIFO值設為1。這樣捕獲到的計數器的值N1，通過T＝N1×0.010 7μs可換算為電壓頻率的周期。另外CAP2捕獲到電流過零時，去讀取定時器1的計數值N2，可以通過 Δφ＝（N2／T）×2π得到原邊回路中電壓和電流的相位差。如果這個值小于半個周期的計數值，則電流相位滯后電壓。反之，則電流相位超前電壓。

圖4 相位差捕獲原理Fig.4 The phase difference capture theory

DSP在進行頻率跟蹤時，電壓、電流相位差隨PWM波頻率改變而變化，所以捕獲到的相位差通過以上算法進行PI動態(tài)調節(jié)后可實現頻率跟蹤。

3.3 過零檢測電路

由于DSP芯片工作電壓不超過3.3V，所以檢測到的電壓、電流正弦波信號需要通過過零檢測電路轉換為方波信號供捕獲單元捕獲。具體電路如圖5所示。

圖5 過零檢測及分壓電路Fig.5 The zero－crossing detection and voltage divider circuits

該電路首先把正弦波信號轉換為同頻同相的方波信號，然后進行電阻分壓保證輸出電壓在3.3V以下，以便進行捕獲。轉換電路的輸入輸出波形如圖6所示。

圖6 轉換電路輸入輸出波形Fig.6 Input and output waveforms of conversion circuits

3.4 軟件設計

系統(tǒng)以TMS320F2812為控制核心，實現對LC諧振頻率的跟蹤。圖7所示為DSP捕獲中斷實現軟件鎖相的流程圖。

CAP捕獲信號、定時器計數以及輸出調整頻率的PWM波功能都是由DSP的事件管理模塊EV實現的。

圖7 CAP捕獲及軟件鎖相流程圖Fig.7 Flowcharts of the CAP capture and the software lock－in

4 實驗研究

本文設計制作了一個頻率為20kHz的諧振耦合系統(tǒng)。實驗系統(tǒng)的主要參數見表1。

表1 實驗系統(tǒng)主要參數Tab.1 Main parameters of the experimental system

根據表1中數據及式（4）可計算線圈諧振頻率，令Im（Z）＝0，得出諧振頻率為19.7kHz。實驗對諧振頻率進行跟蹤，鎖相范圍設定為16～22 kHz。如圖8、圖9所示。

圖8 電源輸出分別為17kHz時的開鎖和閉鎖波形圖Fig.8 Waveforms of lock and lockout at 17kHz power output

圖8a中U1為電壓信號，U2為電壓表示的電流信號，此時電流超前電壓。圖8b測得鎖相后的頻率為19.8kHz。圖9a電流滯后電壓。圖9b測得頻率為20.6kHz。

圖9 電源輸出分別為21.9kHz時的開鎖和閉鎖波形圖Fig.9 Waveforms of lock and lockout at 21.9kHz power output

5 結論

采用DSP軟鎖相技術實現CPT中原邊回路的電壓和電流鎖相。實驗結果表明，利用DSP數字鎖相技術鎖相精度高、穩(wěn)定、快速且簡單易于實現等優(yōu)點，能很好地實現對CPT系統(tǒng)諧振頻率的實時跟蹤，減少了無功損耗，保證系統(tǒng)電能的高效率傳輸。對非接觸電能傳輸技術的實際應用具有重要的意義。

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