用于電動(dòng)汽車的多重化軟開關(guān)雙向DC/DC變換器的研究*

王明渝，鄧湘鄂

(重慶大學(xué)輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶400044)

電動(dòng)汽車在運(yùn)行過程中，頻繁地加速減速、起動(dòng)制動(dòng)，需要利用雙向DC/DC變換器將電池的電壓升高以獲得穩(wěn)定的直流母線電壓。另外，在電動(dòng)汽車制動(dòng)時(shí)，需要通過雙向DC/DC變換器將能量回饋到電池，使其效率提高。

[1]通過對(duì)比幾種典型雙向DC/DC變換器發(fā)現(xiàn)，在相同條件下半橋型雙向DC/DC變換器電路元件所承受的電壓電流應(yīng)力較小?；景霕蛐屯?fù)浣Y(jié)構(gòu)運(yùn)用在大功率負(fù)載時(shí)，所需開關(guān)器件等級(jí)仍然較高、電感較大、體積龐大、能量密度較低。為了減小變換器體積，增大功率等級(jí)，參考文獻(xiàn)[2-3]采用多重化半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，降低了開關(guān)管功率等級(jí)，減小所用電感和電壓電流紋波，但開關(guān)損耗問題仍有待解決。參考文獻(xiàn)[4]采用一個(gè)震蕩電感加二重雙向DC/DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，運(yùn)用軟開關(guān)技術(shù)提高效率，但增加了一個(gè)電感元件和兩個(gè)開關(guān)，導(dǎo)致成本增加。

為獲得較高的功率密度，可將變換器設(shè)計(jì)在非連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)，但其紋波較大，故采用多重化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以彌補(bǔ)其缺陷，由此所需電感進(jìn)一步減小[3]。另外，在DCM模式下，主開關(guān)關(guān)斷的頻率是其負(fù)載電流頻率的兩倍，開關(guān)的關(guān)斷損耗增大，DCM模式使得變換器效率降低[5]。本文采用一種控制型軟開關(guān)技術(shù)[6]，不需要額外增加半導(dǎo)體器件，通過合理控制實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，從而減小了開關(guān)損耗，提高了變換器效率。

1 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制策略

1.1 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

本文采用的三重交錯(cuò)式雙向DC/DC變換器由三個(gè)典型半橋式雙向DC/DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)交錯(cuò)并聯(lián)而成，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

三個(gè)基本半橋的導(dǎo)通時(shí)間依次互錯(cuò)1/3周期，且在每個(gè)周期導(dǎo)通時(shí)間相同，因此電感電流也依次互錯(cuò)1/3周期，從而減小總電流的紋波。

當(dāng)正向運(yùn)行，即升壓運(yùn)行時(shí)，下部開關(guān)Sd1、Sd2、Sd3處于斬波狀態(tài)，為主開關(guān)，上部開關(guān)Su1、Su2、Su3與同臂下部開關(guān)互補(bǔ)，為輔助開關(guān)。當(dāng)反向運(yùn)行，即降壓運(yùn)行時(shí)，上部開關(guān)與下部開關(guān)主輔職能調(diào)換。

為了達(dá)到軟開關(guān)目的，在實(shí)際運(yùn)行中上下開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)加入的死區(qū)時(shí)間，利用電感電流恒流源作用，使上下開關(guān)各自并聯(lián)的小電容能量在死區(qū)時(shí)間內(nèi)得以交換，從而達(dá)到ZCS和ZVS。下面僅以單重半橋型雙向DC/DC變換器拓?fù)浼右哉f明。

圖1中，iL1為電感L1的電流，規(guī)定如圖1中方向?yàn)檎较颍籆o為濾波電容；FWDu1及FWDd1分別為開關(guān)Su1和Sd1反向并聯(lián)的二極管；Cu1、Cd1為兩開關(guān)并聯(lián)的小電容。低壓側(cè)Vin由蓄電池或超級(jí)電容供電，高壓側(cè)Vo接電機(jī)等負(fù)載。當(dāng)電機(jī)正向運(yùn)行時(shí)，Sd1為斬波開關(guān)，Su1為輔助開關(guān)，能量由低壓側(cè)Vin流向高壓側(cè)Vo；當(dāng)電機(jī)發(fā)生制動(dòng)時(shí)，能量反向流動(dòng)，上、下開關(guān)職能調(diào)換?，F(xiàn)僅以boost工作模式加以說明。圖2所示為升壓模式下6個(gè)工作模態(tài)的關(guān)鍵波形。

模式1(T0≤t＜T1)

由于變換器工作在DCM狀態(tài)，電感L1較小，在T0時(shí)刻，iL1達(dá)到負(fù)向最小值iL1(T0)，二極管FWDd1ZVS導(dǎo)通。電感電流線性增加，此狀態(tài)以開關(guān)Sd1獲得導(dǎo)通驅(qū)動(dòng)信號(hào)為止。

模式(1)(T1≤t＜T2)

二極管FWDd1自然導(dǎo)通，開關(guān)Sd1擁有導(dǎo)通驅(qū)動(dòng)信號(hào)，但由于電感電流iL1仍為負(fù)，開關(guān)Sd1未導(dǎo)通，此狀態(tài)以電感電流iL1上升至零截止。

模式2(T2≤t＜T3)

電感電流iL1開始由負(fù)轉(zhuǎn)正，繼續(xù)線性增加至最大值iL1(T3)，開關(guān)Sd1導(dǎo)通。

模式3(T3≤t＜T4)

T3時(shí)刻，X點(diǎn)電壓VX為零，開關(guān)Sd1獲得關(guān)斷信號(hào)，即ZVS關(guān)斷。此期間所有開關(guān)關(guān)斷，變換器進(jìn)入第一個(gè)死區(qū)時(shí)間。電感正向電流iL1持續(xù)不變，并使電容Cu1放電致其電壓為零，Cd1充電，VX由零變?yōu)閂0。

模式4(T4≤t＜T5)

二極管FWDu1ZVS導(dǎo)通，電感電流開始線性下降。

模式(1)(T5≤t＜T6)

T5時(shí)刻，開關(guān)Su1獲得導(dǎo)通驅(qū)動(dòng)信號(hào)，電感電流仍在減小，但因仍為正，開關(guān)Su1處于截止?fàn)顟B(tài)。

模式5(T6≤t＜T7)

T6時(shí)刻，電感電流降為零，二極管FWDu1ZCS關(guān)斷，開關(guān)Su1ZCS導(dǎo)通、電感電流由零變負(fù)。

模式6(T7≤t＜T8(T0))

T7時(shí)刻，電感電流達(dá)到負(fù)向最小值，開關(guān)Su1獲得關(guān)斷驅(qū)動(dòng)信號(hào)ZVS關(guān)斷。此期間所有開關(guān)關(guān)斷，變換器進(jìn)入第二個(gè)死區(qū)時(shí)間。電感反向電流iL1持續(xù)不變，并使電容Cd1放電至X點(diǎn)電壓VX為零，Cu1充電。一個(gè)周期完畢。

1.2 變換器的控制策略

本文采用電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)，可穩(wěn)定直流母線電壓，即DC/DC變換器高壓側(cè)電壓，使其不隨蓄電池電壓變化而變化；此外，在負(fù)載變化時(shí)，保證了直流母線電壓在較快時(shí)間內(nèi)得以穩(wěn)定。

采用電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)，可以將電動(dòng)汽車制動(dòng)剎車時(shí)直流母線側(cè)能量以可控的方式對(duì)蓄電池組進(jìn)行充電；另一方面，共用一個(gè)電壓外環(huán)，保證并聯(lián)各個(gè)基本變換器電應(yīng)力和熱應(yīng)力的均勻合理分配，以實(shí)現(xiàn)電源系統(tǒng)中各基本變換器自動(dòng)平衡均流[7]。本文采用雙閉環(huán)控制方式，如圖3所示。

為了使多重式結(jié)構(gòu)變換器的每個(gè)基本單元在其他單元發(fā)生故障時(shí)仍能繼續(xù)獨(dú)立工作，每個(gè)基本單元變換器擁有獨(dú)立的PWM發(fā)生模塊。

2 軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件

本文利用DCM運(yùn)行下電感電流反向和互補(bǔ)開關(guān)，沒有額外的半導(dǎo)體器件。變換器電感與開關(guān)的并聯(lián)小電容在死區(qū)時(shí)間內(nèi)相互配合，使兩電容能量相互交換，以達(dá)到軟開關(guān)目的。

若使變換器在boost模式與buck模式均達(dá)到軟開關(guān)目的，首先應(yīng)滿足DCM運(yùn)行基本條件；另外，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，電感電流要具有抽取電容電能，以使兩電容能量可以交換。以boost模式為例，DCM模式運(yùn)行基本條件:

在進(jìn)入第一個(gè)死區(qū)時(shí)間T3～T4階段，記為td1；第二個(gè)死區(qū)時(shí)間T7～T8階段，記為td2，電感電流反向最大值記為I-max，電感電流正向最大值記為I+max。因Cd、Cu電容值較小，電感相當(dāng)于恒流源，若電感擁有抽取電容的能力，應(yīng)滿足以下不等式:

由式(2)、(3)得知，在兩個(gè)死區(qū)時(shí)間相同情況下，只需滿足反向電感電流的軟開關(guān)條件，正向電感電流的軟開關(guān)條件也會(huì)得到滿足。

由式(3)得知，在不同負(fù)載下，電感L的平均值IL不同，因此反向電感電流峰值也不同。為使變換器在不同功率下設(shè)置的死區(qū)時(shí)間不變，且均可達(dá)到軟開關(guān)目的，在電感電流平均值最大時(shí)ImaxL(即滿負(fù)載)，得出的電感電流反向最大值I-max即為在不同功率下的最小值。若死區(qū)時(shí)間滿足滿負(fù)載下的軟開關(guān)條件，則一定滿足不同功率下軟開關(guān)的條件。

3 仿真驗(yàn)證

針對(duì)電動(dòng)汽車在運(yùn)行過程中駕駛員的頻繁加速、減速及起動(dòng)、制動(dòng)等操作，為了驗(yàn)證上述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的正確性，進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，所用參數(shù)如表1所示。

表1 變換器參數(shù)

(1)變換器在t=0.025 s時(shí)，負(fù)載功率由2P/3突變?yōu)闈M負(fù)載P，模擬電動(dòng)汽車加速運(yùn)行。當(dāng)t=0.15 s時(shí)，電路達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)；當(dāng)t=0.025 s時(shí)，電壓因負(fù)載突變；而t=0.007 5 s時(shí)，很短時(shí)間內(nèi)恢復(fù)給定電壓，電流也快速達(dá)到另一穩(wěn)態(tài)。本文電流內(nèi)環(huán)采用三個(gè)獨(dú)立的PWM發(fā)生器，具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

(2)變換器升壓工作時(shí)，以第三個(gè)基本單元為例，在負(fù)載功率為2P/3下主開關(guān)Sd3，輔助開關(guān)Su3，及各自并聯(lián)二極管FWDd3、FWDu3的仿真波形及電感電流波形如圖4所示。采用此種控制性軟開關(guān)技術(shù)，使主開關(guān)、輔助開關(guān)以及兩并聯(lián)二極管在不同負(fù)載下其電壓、電流錯(cuò)位，即均可達(dá)到軟開關(guān)效果。采用三重交錯(cuò)式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，電感電流紋波減小到原來的三分之一，有效彌補(bǔ)了DCM運(yùn)行模式紋波大的缺陷。

本文采用多重半橋式雙向DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，利用DCM模式下電感電流反向的特點(diǎn)，以反方向運(yùn)行時(shí)主開關(guān)為輔助開關(guān)，沒有額外添加半導(dǎo)體器件。實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)的零電壓開通和零電流關(guān)斷，輔助開關(guān)的零電壓開通、零電流關(guān)斷，以及主開關(guān)與輔助開關(guān)并聯(lián)二極管的零電壓導(dǎo)通、零電流關(guān)斷，提高了整體變換器效率。使得多重交錯(cuò)式結(jié)構(gòu)有效減小了電感電流紋波。在控制方式上采用共用一個(gè)電壓環(huán)，即共用一個(gè)電感電流參考值，解決了并聯(lián)結(jié)構(gòu)的均流問題，三個(gè)獨(dú)立的電流內(nèi)環(huán)加快了變換器的響應(yīng)速度、提高了安全性。本文分析了此變換器的工作原理、控制策略，并對(duì)其進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了理論分析的正確性與可行性。

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