基于共模電流頻譜能量的共模干擾抑制研究

章勇高,高彥麗,龍立中

(華東交通大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院,江西南昌 330013)

0 前言

隨著電力電子裝置中高速開關(guān)器件的大量使用帶來嚴(yán)重的電磁干擾問題[1-3]。在單相全橋逆變器中若采用雙極性調(diào)制技術(shù),由于兩橋臂中點(diǎn)產(chǎn)生的共模電壓大小相等方向相反,它們產(chǎn)生的共模電流相互抵消,此時(shí)逆變器產(chǎn)生的總共模電流為零,能夠完全消除逆變器的共模電磁干擾[4]。然而,對于如單相半橋、三相、單極倍頻調(diào)制的單相全橋逆變器等不存在兩個(gè)互補(bǔ)對稱共模噪聲源的場合,則可以采取外加專門的補(bǔ)償電路,使補(bǔ)償電路產(chǎn)生大小相等、方向相反的補(bǔ)償電流,以實(shí)現(xiàn)并聯(lián)有源 EMI抑制。

圖1所示為單相半橋逆變器的有源并聯(lián)共模電磁干擾抑制的原理結(jié)構(gòu)圖。在圖1中,Cg為橋臂中點(diǎn)的對地雜散電容;CO為補(bǔ)償橋臂外加輸出電容;C為穿芯電容;Tcm為共模變壓器;R為共模電流檢測電阻。橋臂共模電流通路為VA-Cg-C-Tcm,補(bǔ)償電流通路為VO-COC-Tcm。Tcm和R將共模電流轉(zhuǎn)化為電壓VCM,通過VCM評估共模電流大小,從而調(diào)整補(bǔ)償電路的控制。

并聯(lián)EMI抑制原理是:通過調(diào)整補(bǔ)償電路的PWM,使得VO與VA大小相等方向相反,在保證CO=Cg的前提下,總的共模電流將對消為 0。補(bǔ)償過程如下:根據(jù)逆變器橋臂PWM信號VG1和VG2可以得到橋臂中點(diǎn)電壓VA,為實(shí)現(xiàn)完全對消,相應(yīng)的可知補(bǔ)償輸出電壓 VO,從而決定了補(bǔ)償電路的PWM信號。

圖1 半橋逆變器的有源并聯(lián)共模電磁干擾抑制

然而,由于 PWM信號傳輸時(shí)間與電路有關(guān),不能保證完全一致,存在時(shí)間差,且功率器體的動(dòng)態(tài)特性或多或少存在個(gè)體差異,導(dǎo)致實(shí)際上的 VA和 VO跳變與理想有一定的差距,當(dāng)然可以離線調(diào)整[4],但現(xiàn)實(shí)不可行。因此,有必要研究總共模電流與傳輸時(shí)間差之間的關(guān)系。本文通過分析不同評估指標(biāo),從表征特點(diǎn)與計(jì)算方面說明共模電流能量為一種最佳的共模電流評估指標(biāo),該結(jié)論得到仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 電磁干擾共模電流評估

電磁干擾測試中,通常通過分析共模電流的頻譜來評估共模干擾大小[5-7]。在閉環(huán)控制系統(tǒng)中要求反饋量最好為一單值函數(shù),在頻譜特性中常用的兩個(gè)單值指標(biāo)是頻譜最大值和頻譜平均值。

共模電流頻譜最大值是在整個(gè)頻段中出現(xiàn)的最大值,因此,它只能反映某一頻點(diǎn)上的共模電流大小,當(dāng)存在多個(gè)頻譜峰值時(shí),頻譜最大值就不能很好的反映共模電流的總體水平。共模電流頻譜均值是在整個(gè)頻段范圍內(nèi)的平均值,能較好反映共模電流的總體水平,但當(dāng)存在較大的諧振峰,頻譜均值不能較好地反映這些諧振峰。此外,兩者的計(jì)算都需要用快速傅里葉變換,其計(jì)算量較大。在電磁兼容設(shè)計(jì)中需要在每個(gè)頻段點(diǎn)都能夠滿足要求,不僅代表了總體水平,而且也照顧特殊異常頻點(diǎn),故頻譜最大值和頻譜均值都不是一個(gè)理想的共模電流評估指標(biāo)。

在頻譜特性分析中,頻譜能量也是一個(gè)重要的指標(biāo),首先分析一個(gè)開關(guān)周期時(shí)間內(nèi)的共模電流能量。其數(shù)值定義為:一個(gè)有限能量信號的能量等于其快速傅里葉變換頻譜中各次頻率成分的幅值平方和。從定義可以看出:幅值較大的頻點(diǎn)在頻譜能量占更大的權(quán)重比例,可以得到很好的體現(xiàn),而且可以反映整個(gè)頻段的總體水平。故相對頻譜最大值和頻譜均值來講,頻譜能量更加適合作為共模電流大小的單值評估指標(biāo)。

一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的共模電流頻譜能量僅能反映該周期內(nèi)兩個(gè)孤立共模電流脈沖的頻譜能量,然而開關(guān)過程是一直持續(xù)的且脈沖寬度是變化的。因此,下面從理論上說明單個(gè)周期內(nèi)的頻譜能量完全可以表征整個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)的能量。假設(shè)一個(gè)周期內(nèi)共模電流的頻譜表達(dá)式為:

其中,An、θn為相應(yīng)頻點(diǎn)的共模電流幅值和相位。總共模電流頻譜為多個(gè)波形相同但相位不同的單開關(guān)周期內(nèi)共模電流頻譜的相加。假設(shè) C為載波比,則 1個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)含有 C個(gè)開關(guān)周期,其共模電流如式(2)所示。

式中,a0aC-1分別為第C個(gè)共模電流的相角?？紤]共模電流最嚴(yán)重的情況,令a0=a1=…=aC-1=0,此時(shí)各個(gè)周期共模電流相位不變,式(2)變?yōu)?

對比式(1)和式(3),總共模電流頻譜幅值為單周期頻譜幅值的C倍。因此總共模電流頻譜能量為:

式中,εcm為單周期頻譜能量;εcm∑為總頻譜能量。它們?yōu)檎汝P(guān)系,閉環(huán)控制系統(tǒng)的共模電流評估反饋只需相對大小,兩者都可以使用。因此,一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的共模電流頻譜能量(以下簡稱頻譜能量)是一個(gè)理想的共模電流大小評估指標(biāo)。

2 仿真研究

以上是理論分析共模電流評估指標(biāo),本節(jié)通過仿真研究證明頻譜能量能否方便應(yīng)用于補(bǔ)償電路PWM信號調(diào)整的控制。橋臂中點(diǎn)電壓和補(bǔ)償電路輸出電壓以高頻 PWM信號模擬,傳輸時(shí)間差以延時(shí)模塊代替,共模電流等效流通路徑以RLC二階電路模擬,仿真原理如圖2所示。在圖2中,icm1、icm2和icm分別為逆變器共模電流、補(bǔ)償電流以及總共模電流。參數(shù)設(shè)置如表1所示,RLC振蕩頻率為160 kHz。

改變延時(shí)模塊時(shí)間參數(shù)就能改變 PWM信號時(shí)間差,為了更好的說明頻譜能量的優(yōu)越性,同時(shí)比較了頻譜最大值、頻譜均值和頻譜能量與傳輸時(shí)間差中間的關(guān)系。本文通過改變RLC2的參數(shù)仿真3種不同工況下的工作情況。

工況1:逆變器共模電流與補(bǔ)償電流僅僅存在相位差,此時(shí)RLC1和RLC2的參數(shù)完全相同。連續(xù)調(diào)整延時(shí)模塊 2中的滯后時(shí)間參數(shù),在 2個(gè)振蕩周期內(nèi)往正負(fù)方向均勻變化 80步,正方向?yàn)闀r(shí)間差滯后,負(fù)方向代表時(shí)間差超前。計(jì)算每一時(shí)間差下頻譜能量、頻譜均值和頻譜最大值,繪制它們與時(shí)間差之間的關(guān)系曲線,仿真計(jì)算結(jié)果如圖3所示。在圖3中,橫坐標(biāo)表示時(shí)間差,縱坐標(biāo)分別為頻譜最大值、頻譜均值和頻譜能量,以下圖4和圖5同樣表示。

圖2 共模電流評估仿真研究模型

表1 仿真設(shè)置參數(shù)

從圖3可以看出:頻譜最大值、頻譜均值和頻譜能量關(guān)于時(shí)間差為 0對稱振蕩,振蕩周期與RLC振蕩周期一致。當(dāng)時(shí)間差為RLC振蕩周期整數(shù)倍時(shí),三者均為極小值;當(dāng)時(shí)間差為RLC振蕩周期整數(shù)倍的一半時(shí),三者均為極大值。然而,頻譜最大值和頻譜均值的極值大致不變,頻譜能量卻在整個(gè)仿真時(shí)間差內(nèi)呈現(xiàn)對稱衰減振蕩特性,即頻譜能量極大值隨時(shí)間差增大而降低,極小值隨時(shí)間差增大而提高。

工況2:逆變器共模電流與補(bǔ)償電流不僅存在相位差,而且存在波形失真,表現(xiàn)為單純的幅值不同。即兩電流的振蕩頻率一樣,因此可以通過調(diào)整RLC2中的電阻實(shí)現(xiàn),仿真中設(shè)置為 200Ω。仿真過程與工況1一致,仿真結(jié)果如圖4所示,圖4中各個(gè)指標(biāo)參數(shù)的特征與圖3基本一致。

工況3:逆變器共模電流與補(bǔ)償電流不僅存在相位差,而且存在波形失真,表現(xiàn)為振蕩頻率不同?？赏ㄟ^調(diào)整RLC2中的電容電感實(shí)現(xiàn),本仿真中設(shè)置為C=0.818 nF,電阻和電感參數(shù)不變,此時(shí)補(bǔ)償電流振蕩頻率為176 kHz,逆變器共模電流 160 kHz。仿真過程與上述一致,仿真結(jié)果如圖5所示。

從圖5可以看出:頻譜最大值和頻譜均值不再呈現(xiàn)對稱振蕩的特征,而頻譜能量還基本上呈現(xiàn)對稱振蕩特性,不過不再關(guān)于時(shí)間差為 0對稱,但并不影響其評估共模電流大小的效果。因此,從仿真結(jié)果分析可得出結(jié)論:共模電流頻譜能量與PWM信號時(shí)間差之間的對稱衰減振蕩特性與工況基本無關(guān),可以作為理想的共模電流評估指標(biāo)。

3 實(shí)驗(yàn)研究

建立單相半橋逆變器的有源并聯(lián)補(bǔ)償物理實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ蚚7],模型的結(jié)構(gòu)與圖1一致。實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ鸵訢SP為控制器,補(bǔ)償電路為P-MOSFET構(gòu)成的推挽電路,DSP采集并計(jì)算共模電流頻譜能量,根據(jù)仿真結(jié)果的對稱衰減振蕩特性,利用智能搜索算法[9]調(diào)整補(bǔ)償電路PWM信號,使得補(bǔ)償電流和逆變器共模電流完全對消。為了說明調(diào)整效果,文中比較了調(diào)整前后逆變器總共模電流的時(shí)域波形和頻域波形,如圖6和圖7所示。

從圖6所示的時(shí)域波形可以看到:調(diào)整前共模電流較大,幅值約為0.20.35 A,調(diào)整后變?yōu)榧s0.10.2 A,從波形對比來看,調(diào)整效果是明顯的。

由圖7的頻域波形可知:調(diào)整后的逆變器頻譜特性得到了較大的改善,在150 kHz10MHz的效果比較明顯,整體上下降了1015 dBμV。然而,本補(bǔ)償電路在高于10MHz的頻率范圍內(nèi)沒有什么效果,其原因在于硬件電路(包括補(bǔ)償電路和信號處理電路)的帶寬影響,不過從實(shí)驗(yàn)結(jié)果來看,逆變器共模電流在高于10MHz范圍內(nèi)本身就很小。所以,從總體上來講,調(diào)整前后共模電流得到了很好的抑制,同時(shí),說明了共模電流頻譜能量的評估指標(biāo)在共模干擾抑制系統(tǒng)有效性。

4 結(jié)論

在有源并聯(lián)共模電磁干擾抑制中,PWM信號傳輸時(shí)間差將導(dǎo)致補(bǔ)償電路的輸出電壓與橋臂中點(diǎn)電壓不能完全保證嚴(yán)格的反相,使得補(bǔ)償電流與共模電流完全對消,從而大大影響共模電磁干擾的抑制效果,需要通過共模電流的大小來相應(yīng)的調(diào)整補(bǔ)償電路的PWM信號。

共模電流頻譜能量、頻譜最大值和頻譜均值均為電磁兼容研究中評估指標(biāo),頻譜最大值和頻譜均值需要復(fù)雜的傅里葉計(jì)算使得其不適合用于逆變器的控制中,而頻譜能量的計(jì)算簡單而且在不同補(bǔ)償工況下均能較好的反映共模電流大小與 PWM信號傳輸時(shí)間差之間的關(guān)系。通過 3種不同工況下的仿真研究說明了頻譜能量與傳輸時(shí)間差之間呈現(xiàn)對稱衰減振蕩特性,能夠較好的應(yīng)用于補(bǔ)償電路 PWM信號的調(diào)整控制系統(tǒng)中,是理想的共模電流評估指標(biāo)。

建立單相半橋逆變器的有源共模電磁干擾抑制物理實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ?從時(shí)域波形和頻域波形都驗(yàn)證了調(diào)整的補(bǔ)償效果,進(jìn)一步說明共模電流頻譜能量在有源共模電磁干擾抑制中的有效性和實(shí)用性。

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