射頻信道非線性失真對多載波數(shù)字通信的影響及常用線性化技術(shù)分析

校 莉

(中國西南電子技術(shù)研究所,成都 610036)

1 引 言

隨著現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)通信速率和帶寬的不斷提高,寬帶抗干擾和如何有效利用頻率資源成為通信系統(tǒng)發(fā)展的關(guān)鍵,為此,以正交頻分復用(OFDM)為代表的多載波數(shù)字通信技術(shù)得到了快速發(fā)展。多載波通信系統(tǒng)通過將寬帶頻域信道分成多路子信道,在每個子信道上使用一個子載波進行調(diào)制,各子載波并行傳輸?shù)姆绞絒1]有效降低了碼元速率,減少了多徑衰落的影響,同時由于各信道子載波之間相互正交,各子通道在頻域上可以緊密排布,有效提高了頻譜資源的利用率。

目前,OFDM技術(shù)為代表的多載波數(shù)字通信技術(shù)已經(jīng)大量應(yīng)用于非對稱用無線局域網(wǎng)(WLAN)、3G無線通信等民用系統(tǒng)[2],功放及信道鏈路的線性化技術(shù)成為近年來民用通信領(lǐng)域研究的熱門和重點。在衛(wèi)星通信、高速數(shù)據(jù)鏈等軍用系統(tǒng)中,多載波數(shù)字通信技術(shù)也逐步開始使用,但是由于系統(tǒng)工作頻率更高,同時對通信誤碼率要求更嚴,因此系統(tǒng)非線性特性影響更加突出,線性化設(shè)計難度也更高。為此,本文針對多載波數(shù)字通信應(yīng)用需求,深入研究了射頻信道非線性失真的影響以及常用的線性化技術(shù)。

2 射頻電路非線性失真特性

2.1 非線性特性的數(shù)學表征

分析微波射頻電路中非線性特性的影響,需要了解信號通過該電路時的輸入輸出關(guān)系[3]。如果輸入信號vin(t)是幅度為Vin、頻率為fc的正弦函數(shù),對于線性電路,輸出信號vout(t)與輸入信號vin(t)有如下關(guān)系:

式中,A為與時間無關(guān)的常數(shù)。

對于無記憶的非線性電路,輸出信號中除了基波信號外,還將產(chǎn)生直流分量和高次諧波分量,其輸出為

如果電路中含有電抗器件,則非線性電路會具有記憶效應(yīng),此時輸出信號不僅取決于t時刻的輸入信號,還與其它時刻的輸入信號有關(guān)。對于由多個正弦波組成的離散譜信號,利用Volterra級數(shù)展開并進行傅里葉變換后可以表示為[4]

輸出信號的DC分量由g0=G0給出,基波分量由G1(f1)Vin(f1)給出,其它的高次項表示電路的諧波響應(yīng)和交調(diào)響應(yīng)。通常情況下對微波射頻電路的非線性分析中,很少要求提取其高次Volterra級數(shù)表示,這樣可以將電路簡化為無記憶電路或有限記憶電路[3]。

2.2 非線性失真特性表現(xiàn)

所有的微波射頻電路都存在一定程度的非線性特性[4]。輸入信號通過非線性電路后,不僅基波信號本身的幅度、相位與線性系統(tǒng)相比會發(fā)生偏差,同時還會產(chǎn)生新的頻率分量。這些不同的影響在模擬和數(shù)字通信系統(tǒng)中具體表現(xiàn)為增益壓縮、相位失真、諧波失真、交調(diào)失真以及相鄰信道干擾等不同的失真干擾形式,這些失真都會造成輸出信號時域波形的失真變形,影響系統(tǒng)通信能力,而對寬帶高速數(shù)字通信系統(tǒng)的影響尤為嚴重。

非線性射頻微波電路的輸入信號為正弦波時,輸出信號可以表示為

(1)諧波失真

輸出信號中,與基波分量fc一起,還存在直流分量以及fc整數(shù)倍處的諧波分量。一般情況下,輸出信號的直流分量和諧波分量與基波分量離得較遠,可以利用帶通濾波器濾除。射頻微波電路設(shè)計中通常用諧波抑制指標表示其諧波失真的程度。數(shù)字及模擬通信系統(tǒng)的發(fā)射鏈路如果存在嚴重的諧波失真,會產(chǎn)生無用的高頻分量,干擾其它無線系統(tǒng),導致系統(tǒng)的電磁兼容性能下降。

(2)增益壓縮

除了諧波失真外,輸出信號的基波已經(jīng)被修正,不再是線性項g1。根據(jù)能量守恒,信號傳輸及放大過程中,由于有部分能量被分配到了直流分量和諧波分量,與線性增益相比,基波信號的增益必然產(chǎn)生一定的壓縮?；ㄐ盘栐鲆嬉话銜S著輸入信號幅度或功率電平的增加而減少,這些主要與器件的電流飽和或截止有關(guān)[5]。

射頻微波電路中,通常用實際增益與線性增益相比下降1dB時的輸出(或輸入)信號電平即P1dB指標來衡量電路的增益壓縮情況。對于數(shù)字及模擬通信系統(tǒng),增益壓縮主要會導致信號幅度的非線性變化,造成幅度調(diào)制方式下通信誤碼率的提高。增益壓縮嚴重的情況下,會造成信號時域波形的“削頂”。對于多載波通信,由于其信號的峰值功率與平均功率相比較大,影響會更加明顯。

(3)相位失真

為了濾波或隔直,微波射頻電路中常常使用電容或電感,這將導致電路具有短期記憶效應(yīng),從而引起電路的AM-PM失真,即輸出信號的相位不僅與輸入信號的相位相關(guān),還與輸入信號的幅度相關(guān)。一般情況下,當輸入信號輸入幅度的變化較小時,由此引起的相位偏差關(guān)系可以視為線性。可以通過測量1dB增益壓縮點的相位偏差 (P1dB)來計算FM調(diào)制指數(shù)k ,用以衡量電路的相位失真特性。與增益壓縮類似,微波射頻電路從低功率到P1dB處其相位偏差較小且緩慢變化,當功率電平超過 P1dB,電路被嚴重壓縮時,輸出信號的相位偏差會急劇增加。

對于多載波通信系統(tǒng),為了提高頻譜利用率一般要求載波信號相互之間正交[6]。但由于信號波形幅度變化較大,電路的非線性相位失真可能會引起載波信號相位的抖動,破壞多個載波相互之間的正交性,形成載波間串擾,從而造成鄰道干擾,導致系統(tǒng)誤碼率提高。

(4)交調(diào)失真

如果信號中存在頻率相近的多個頻率分量,非線性電路會產(chǎn)生交調(diào)失真(IMD),在鄰近信道處產(chǎn)生新的頻率分量。與諧波失真不同的是,由于交調(diào)失真產(chǎn)物一般處于信號帶內(nèi)或距離邊帶很近,無法通過濾波器濾除。

交調(diào)失真最常用的衡量指標是雙頻交調(diào)失真。假設(shè)輸入信號中存在頻率為f1和f2正弦波,通過非線性電路后,會在f1和f2兩邊產(chǎn)生大量的奇次諧波失真,其中2f1-f2和2f2-f1稱為三階交調(diào),影響最為嚴重。

對于多頻信號,與雙頻信號的主要區(qū)別是信號功率的峰值與平均值之比即峰均比(PAR)不同。一個雙頻信號的平均功率等于兩個載頻信號的功率之和,而峰值功率是單個載頻功率的4倍。對于一個n頻的信號,其峰均比為

如果多頻信號中擁有10個幅度相同的載波,相位對齊的情況下,其峰值功率將是平均功率的10倍,是單個載頻信號的100倍,其非線性失真影響更大。同時,由于有多個頻率相近的基波載頻信號,其交調(diào)產(chǎn)物更多,并與基波信號鄰近或混疊,造成帶內(nèi)干擾或鄰道干擾。對于密集多頻信號的交調(diào)失真特性,通常用噪聲功率比(NPR)指標來衡量。

(5)數(shù)字調(diào)制信號失真

微波射頻電路的非線性失真對數(shù)字信號的影響和對模擬信號的影響是一樣的[3],主要是造成增益壓縮、相位變化及產(chǎn)生新的交調(diào)頻率分量。以QPSK和QAM為代表的數(shù)字調(diào)制方式中,幅度和相位信息都用來產(chǎn)生數(shù)字調(diào)制信號,因此信號通過非線性電路后,會表現(xiàn)為輸出信號(I、Q矢量信號)在時域星座圖中的目標點周圍抖動甚至混疊,造成比特誤碼率的提高。對于輸出信號的I、Q矢量誤差情況,可以用誤差矢量幅度(EVM)指標衡量,其定義為所有誤差矢量模值的總和除以取樣數(shù)[4]。數(shù)字調(diào)制信號的非線性交調(diào)失真主要表現(xiàn)為在頻域的相鄰頻道上產(chǎn)生無用信號電平,從而造成對系統(tǒng)其它用戶的干擾。對于數(shù)字信號的交調(diào)失真,一般用相鄰信道功率抑制比(ACPR)衡量。ACPR定義為相鄰信道規(guī)定帶寬內(nèi)的總干擾功率與固有信道規(guī)定帶寬內(nèi)的信道載頻功率的比值[5,6]。

對于多載波數(shù)字通信系統(tǒng)的設(shè)計,必須開展其射頻微波電路的非線性特性分析[7],其中不僅包括了多載波信號的高峰均比可能帶來的各種干擾分析,同時還需要開展數(shù)字調(diào)制信號的EVM和ACPR特性分析。這就要求在系統(tǒng)設(shè)計時,對射頻電路非線性特性、調(diào)制解調(diào)方式、基帶信號處理等多方面性能進行綜合考慮。常規(guī)的設(shè)計分析方法已經(jīng)無法滿足多載波通信系統(tǒng)的設(shè)計要求,可利用數(shù)字電路和模擬電路混合仿真的軟件虛擬技術(shù)在前期進行方案驗證。

3 非線性失真對多載波數(shù)字通信影響的仿真

利用ADS仿真軟件進行仿真。對于16QAM調(diào)制方式、單載波數(shù)字通信的輸出頻譜及輸出信號星座圖如圖1所示。在理想信道情況下,整個系統(tǒng)的EVM非常小,僅為0.9%。

圖1 單載波16QAM理想通信系統(tǒng)仿真Fig.1 Simulation of mono-carrier 16QAM ideal communication system

在上述系統(tǒng)中加入放大器模型,模擬放大器所引入的非線性增益壓縮及相位失真等效應(yīng),其仿真結(jié)果如圖2所示。此時系統(tǒng)的EVM增加到5.9%。

圖2 單載波16QAM非線性通信系統(tǒng)仿真Fig.2 Simulation of mono-carrier 16QAM non-linear communication system

將3個相同的16QAM非線性信道使用功率合成器拼成多載波信號源,在相同的非線性放大器的作用下,由于多載波間的干擾,導致EVM從5.9%增加到7.6%,如圖3所示。

圖3 多載波16QAM非線性通信系統(tǒng)仿真Fig.3 Simulation of multi-carrier 16QAM non-linear communication system

多載波通信系統(tǒng)中同時存在多路信號,信號時域波形峰值功率遠遠大于每個子信號載頻的功率之和,這對射頻信道的線性度提出了極高的要求。對于多載波數(shù)字通信系統(tǒng),一方面由于其非線性增益壓縮和相位失真會導致調(diào)制信號幅度和相位信息的變化,造成誤碼率的提高;另一方面由于其非線性相位失真和交調(diào)失真會破壞子載波之間的正交性,導致相鄰子載波之間的鄰道干擾增加,從而造成載波間串擾,進一步造成系統(tǒng)誤碼率的提高,因此與單載波相比,其非線性影響更大。

4 常用線性化技術(shù)

為了減少非線性特性對多載波數(shù)字通信系統(tǒng)的影響,對其射頻電路按需要進行線性化改進。

目前,微波射頻電路的線性化技術(shù)在民用系統(tǒng)中應(yīng)用較為成熟,主要有功率回退法、前饋法(Feedforward)、反饋法(Feedback)、預失真法(Predistortion)以及非線性部件實現(xiàn)線性化(LINC)等[8,12]。這些方法各有特點,適用于不同的應(yīng)用環(huán)境。

(1)功率回退法

功率回退是指工作時其最大信號電平與系統(tǒng)的壓縮點相比降低一定幅度,這樣整個系統(tǒng)將工作在比較理想的線性放大區(qū)域[9]。與其它線性化技術(shù)相比,功率回退法是最簡單,也最常用的線性化技術(shù),同時可以適用于系統(tǒng)級電路,因此對于多載波數(shù)字通信等線性化要求高的系統(tǒng),其接收信道和發(fā)射通道的前級一般都采用功率回退以保證其線性指標,足夠的功率回退余量能夠使系統(tǒng)的三階交調(diào)抑制達到60dBc以上。但是對于大功率功放單元,采用功率回退技術(shù)會嚴重降低功率放大效率,造成系統(tǒng)體積、功耗以及成本的急劇增加,因此需要采用其它的功放線性化技術(shù)[8,10]。

(2)預失真技術(shù)

預失真技術(shù)是根據(jù)預先得到的功率放大器的非線性情況,在功率放大器前增加一個非線性電路(預失真電路)用以補償功率放大器的非線性,使功率放大器的非線性得以矯正[11]。按照預失真器的實現(xiàn)方式,可分為模擬預失真和數(shù)字預失真(Digital Pre-distortion,DPD)。模擬預失真器利用混頻、濾波以及延時等模擬電路實現(xiàn),電路原理簡單,同時工作頻率較高,可以直接實現(xiàn)功放的射頻預失真,但是其電路結(jié)構(gòu)復雜,電路的適應(yīng)能力較差,同時高階頻譜分量抵消困難。數(shù)字預失真器采用數(shù)字電路實現(xiàn),在知道主放大器非線性特性的基礎(chǔ)上,可以通過多項式逼近或查表的方式實現(xiàn)反向特性預失真處理,對功放進行線性補償[12-14]。數(shù)字預失真技術(shù)電路簡單,同時具有一定自適應(yīng)能力,可抵消非線性高階分量。但是受數(shù)字電路器件性能限制,數(shù)字預失真一般用于中頻或基帶部分。

(3)負反饋法

反饋型采用了傳統(tǒng)的負反饋放大器設(shè)計方法,在放大器設(shè)計中引入直流負反饋以及交流負反饋,可以減少晶體管靜態(tài)工作點對晶體管參數(shù)的依賴性,改善放大器一系列重要性能,包括非線性特性的改善[12]。負反饋法線性功放具有結(jié)構(gòu)簡單、方式多樣、成本低廉等優(yōu)點,但為了保持反饋回路的穩(wěn)定,工作帶寬有限,同時其功放的增益及效率有所下降。

(4)前饋法

前饋技術(shù)是將輸入的射頻信號經(jīng)功分器將其分成兩路,其中一路信號經(jīng)過主放大器,由于放大器的非線性失真,輸出的信號除了所需要的主頻信號外,還存在著高階干擾,這是需要消除的信號。另外一路信號先經(jīng)過移相器后信號反相,再與從主放大器輸出的一部分信號合成,抵消主頻信號后,剩余諧波信號經(jīng)放大及移相后再與主放大器輸出信號合成,抵消主信號中的高階諧波分量,從而實現(xiàn)功放的線性化[9,11]。前饋型具有很高的線性度和大帶寬等優(yōu)點,但由于電路結(jié)構(gòu)復雜,成本昂貴,而且效率低,主要用于大功率放大器中。

(5)線性化Doherty功放

線性化Doherty功放是最新,也是民用通信系統(tǒng)正在大力發(fā)展和使用的功放級線性化技術(shù)。Doherty放大器主要由載波放大器和峰值放大器兩個功率放大單元組成。信號從放大器的輸入端進入,經(jīng)過功分器分成兩路,分別輸入載波放大器和峰值放大器。經(jīng)過放大器之后兩路信號最終在末端直接耦合輸出[15,16]。其中載波放大器工作在AB類,峰值放大器工作在C類。通過合理地設(shè)置工作點和匹配電路,輸入為小信號時載波放大器工作,峰值放大器截止;輸入為大信號時峰值放大器導通工作,開始飽和輸出,因此Doherty放大器與常規(guī)放大器相比,其功放效率高很多,同時非常適用于多載波系統(tǒng)中的高峰均比信號的放大。同時,通過實驗可知LDMOS功放互調(diào)分量的輸出相位對柵極偏置極為敏感,在不同的偏置狀態(tài)下,功放管互調(diào)產(chǎn)物的輸出相位會發(fā)生較大變化,而其載波相位變化相對很小,如果射頻功放器件采用LDMOS管,合理地調(diào)節(jié)偏置狀態(tài)可以使Doherty功放的峰值放大器和載波放大器的三階互調(diào)分量接近于反相狀態(tài),而載波相位處于同相狀態(tài)[15]。這樣,載波相互迭加而互調(diào)成分被對消,使功放的線性度得以提高。線性化Doherty功放目前已經(jīng)可以在百瓦輸出功率量級上做到電源效率超過45%,三階交調(diào)抑制改善15～20dBc。

5 結(jié) 論

多載波數(shù)字通信系統(tǒng)設(shè)計中,多種方法可以改善射頻信道的非線性特性,但是除功率回退外,負反饋及預失真等其它技術(shù)都是針對功放的器件級改進措施,而在多信號激勵下,混頻器、開關(guān)等器件也存在非線性特性,同時多級器件的級聯(lián)也會惡化電路非線性影響。因此,對于高頻段多載波數(shù)字通信系統(tǒng)射頻電路的設(shè)計,除功放以外的發(fā)射通道和接收信道可采用功率回退技術(shù)保證整個鏈路的線性度指標,而高頻功放模塊為了保證其工作效率和線性度,應(yīng)當開展相關(guān)高頻線性化Doherty功放技術(shù)研究。相信通過系統(tǒng)性的線性化設(shè)計,射頻信道的特性能夠滿足多載波通信系統(tǒng)的性能要求。

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