永磁同步電機單采樣雙更新電流控制方法研究

摘 要：

目前高性能電流環(huán)大多是在FPGA中實現(xiàn)，但FPGA的硬件成本較高，因此本文研究目的是如何在傳統(tǒng)MCU方案中，以最小代價提高電流環(huán)帶寬。為了降低數(shù)字系統(tǒng)中存在的電流采樣和計算等延時，以永磁同步電機全數(shù)字控制系統(tǒng)為研究對象，提出一種單采樣雙更新電流環(huán)設(shè)計方法。首先，改進(jìn)傳統(tǒng)電流采樣和占空比更新時序，在一個載波周期內(nèi)，利用電流采樣值和電流誤差值對電流進(jìn)行重構(gòu)并進(jìn)行兩次占空比更新。其次，引入電流增量因子，并設(shè)計相應(yīng)的參數(shù)選取規(guī)則。最后，針對功率開關(guān)器件在一個控制周期內(nèi)發(fā)生多次開關(guān)的問題，設(shè)計PWM輸出規(guī)則，保證開關(guān)器件的開關(guān)頻率在一個控制周期內(nèi)不變。仿真和實驗結(jié)果表明，在不提高電流采樣頻率的情況下，通過在一個控制周期內(nèi)進(jìn)行電流采樣和電流重構(gòu)可有效改善電流環(huán)的動態(tài)性能，達(dá)到提高電流環(huán)帶寬和系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)的目的。

關(guān)鍵詞：永磁同步電機；電流環(huán)；單采樣雙更新；電流重構(gòu)；PWM；高帶寬

DOI：10.15938/j.emc.2024.09.014

中圖分類號：TM315

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）09-0162-08

收稿日期： 2022-11-25

基金項目：國家自然科學(xué)基金區(qū)域聯(lián)合基金（U21A20121）；寧波市重大科技任務(wù)攻關(guān)項目（2022Z038）；寧波市科技創(chuàng)新2025重大專項（2019B10070）；寧波市企業(yè)創(chuàng)新聯(lián)合體項目（2021H002）；浙江省重點研發(fā)計劃（2021C01070）

作者簡介：霍士翔（1996—），男，碩士，研究方向為永磁同步電機高動態(tài)響應(yīng)控制；

張 馳（1978—），男，博士，研究員，博士生導(dǎo)師，研究方向為精密運動控制技術(shù)、永磁電機設(shè)計與控制；

舒鑫東（1982—），男，碩士，高級工程師，研究方向為精密運動控制技術(shù)、伺服驅(qū)動控制；

姚建華（1965—），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為激光智能制造、激光表面工程、增材制造。

通信作者：張 馳

Single sampling and double current update method for current control of PMSM

HUO Shixiang1， ZHANG Chi2，3， SHU Xindong2，3， YAO Jianhua1

（1.School of Mechanical Engineering，Zhejiang University of Technology， Hangzhou 310000，China; 2.Ningbo Institute of Materials Technology and Engineering， Ningbo 315201，China; 3.Key Laboratory of Robotics and Intelligent Manufacturing Equipment Technology of Zhejiang Province， Ningbo 315201，China）

Abstract：

At present， a high-performance current-loop is implemented in FPGA. Due to the high hardware cost of FPGA， the bandwidth of the current loop was improved with the minimum cost in the traditional MCU scheme. In order to reduce the current sampling and calculation delay in the digital system， a design method of single sample double update current-loop was proposed for permanent magnet synchronous motor control system. Firstly， the timing sequence of traditional current sampling and duty cycle update was improved. In one carrier cycle， the current sampling values and the current reference values were used to reconstruct the current and update the duty cycle twice.Secondly， the current increment factor was introduced and the corresponding parameter selection rules were designed. Finally， Aiming at the problem that power switching devices can be switched on and off several times in a control cycle， PWM output rules were designed to ensure the switching frequency of switching devices unchanged. The simulation and experimental results show that the dynamic performance of the current loop are improved effectively， and the system’s dynamic response is increased by current sampling and current reconstruction within one control cycle without raising the current sampling frequency.

Keywords：permanent magnet synchronous machine; current-loop; single sampling and double current update; current reconstruction; PWM; high bandwidth

0 引 言

電流環(huán)處于矢量控制的最內(nèi)環(huán)，其動態(tài)響應(yīng)特性是影響整個伺服系統(tǒng)性能的重要因素。高帶寬意味著高動態(tài)響應(yīng)，因此提高電流環(huán)帶寬對于提高系統(tǒng)的動態(tài)性能具有重要意義。

限制電流環(huán)帶寬提升的主要因素為功率器件的開關(guān)頻率和數(shù)字系統(tǒng)中的延時。中小功率的電機控制系統(tǒng)中，開關(guān)頻率通常在10 kHz～20 kHz之間，通過提高開關(guān)頻率來提升電流環(huán)帶寬，意味著需要更高的硬件成本，因此通過降低數(shù)字系統(tǒng)中的延時來提升電流環(huán)帶寬的方案受到國內(nèi)外學(xué)者的重視。文獻(xiàn)［1-6］針對電流環(huán)存在的固有延時，對電流環(huán)建模并得出帶寬與系統(tǒng)延時的關(guān)系，提出在一個周期內(nèi)進(jìn)行多次采樣并多次計算占空比，有效降低延時，將電流環(huán)帶寬提升2倍以上，但過高的采樣頻率對控制芯片的性能要求顯著提升，增加硬件成本。盡管提高采樣頻率能降低延時時間，但仍無法消除電流采樣轉(zhuǎn)換和矢量控制運算等環(huán)節(jié)的延時。文獻(xiàn)［7-9］采用電流預(yù)測控制，通過提前預(yù)測下一周期的電流值，進(jìn)行超前一步控制，可以有效消除一拍滯后延時的影響。但電流預(yù)測控制的精度依賴于電機參數(shù)的準(zhǔn)確度，在不同的工況下，電機的實際參數(shù)會發(fā)生改變，電機參數(shù)失配時，預(yù)測控制的效果會受到影響。文獻(xiàn)［10］采用電流偏差解耦，可以解決解耦性不準(zhǔn)對電流環(huán)動態(tài)性能的影響，但其在低開關(guān)頻率數(shù)字延時大，電機參數(shù)誤差較大時影響解耦效果。文獻(xiàn)［11］采用復(fù)矢量電流調(diào)節(jié)器，可以消除d-q軸的電流耦合，獲得較好的動態(tài)性能。文獻(xiàn)［12］采用內(nèi)?？刂撇呗钥刂评硐腚姍C解耦模型，同時使用積分滑?？刂茖崿F(xiàn)d-q軸電流解耦，保證系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度，并且具有較好的魯棒性。文獻(xiàn)［13］提出一種基于預(yù)測電流補償?shù)膹?fù)矢量解耦控制器，通過電流預(yù)測補償可以有效補償系統(tǒng)延時并減小電流誤差。文獻(xiàn)［14］為提高永磁同步電機控制系統(tǒng)的性能，提出一種基于徑向基函數(shù)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的自適應(yīng)解耦控制器控制方案，利用徑向基函數(shù)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對電機參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，減少電機參數(shù)的不確定性和時變影響，從而達(dá)到快轉(zhuǎn)矩響應(yīng)和快電流響應(yīng)性能。

本文首先分析數(shù)字系統(tǒng)存在的延時，并對電流環(huán)進(jìn)行建模分析，從理論上得出數(shù)字延時和電流環(huán)帶寬之間的關(guān)系。其次，針對現(xiàn)有雙采樣雙更新方案和多采樣多更新方案的不足，提出一種基于單次電流采樣的高帶寬電流環(huán)設(shè)計方法，在不提高電流采樣頻率的情況下，利用電流采樣值和電流偏差值對電流進(jìn)行重構(gòu)并兩次更新占空比。為了改善反饋電流的效果，引入電流增量因子并設(shè)計參數(shù)選取規(guī)則，為了不改變功率開關(guān)器件的頻率，設(shè)計PWM的輸出規(guī)則。最后，通過仿真和實驗對算法進(jìn)行驗證。

1 電流環(huán)帶寬限制因素分析

1.1 電流采樣與占空比計算延時

由于微控制器具有串行運算的特性，在電流采樣之后計算相應(yīng)電壓需要一定的時間，主控芯片將內(nèi)部定時器計數(shù)值等于0的時刻作為PWM周期開始的標(biāo)志，并在三角載波起始時刻進(jìn)行占空比的更新。由于電流開始采樣到計算出相應(yīng)的占空比需要經(jīng)過硬件電流采樣、PI計算、脈沖寬度調(diào)制等過程，需要耗費一定的時間，這樣就造成了在第k個周期計算出的電壓，由于計算延時，無法及時地在第k個PWM周期起始位置準(zhǔn)確地施加到電機上，因此會造成一個周期的時間延遲。根據(jù)電流采樣和占空比更新是否發(fā)生在同一時刻，可以將其分為異步采樣模式（asynchronous sampling mode，ASM）和同步采樣模式（synchronous sampling mode，SSM），圖1和圖2分別為異步電流采樣更新時序和同步電流采樣更新時序。

如圖1和圖2所示，電流的采樣時刻可以設(shè)置在PWM周期中點時刻或者起始時刻，當(dāng)電流采樣和占空比更新發(fā)生在不同時刻，稱為異步采樣模式；當(dāng)電流采樣和占空比更新發(fā)生在同一時刻，稱為同步采樣模式。由圖1可知，電流在（k-0.5）Ts時刻被采樣并計算相應(yīng)占空比，在（k+1）Ts時刻更新占空比，這種異步采樣模式會造成電流采樣時刻與占空比更新時刻存在1.5Ts的延時。圖2所示為同步采樣模式，電流采樣和占空比發(fā)生在相同時刻，在第k個周期起始時刻采樣電流，在第（k+1）Ts時刻更新第k個周期電流采樣計算出的占空比，在同步模式下，電流采樣時刻和占空比更新時刻之間存在1Ts的延時。

1.2 逆變器輸出延時

由于數(shù)字器件和功率模塊的限制，功率器件的開關(guān)頻率不可能無限制提高。根據(jù)沖量等效原理可知，通過脈沖寬度調(diào)制可以等效任意模擬量，但通過脈沖寬度調(diào)制會造成實際的輸出電壓存在一定時間的滯后。當(dāng)占空比為0時，等效輸出電壓為0，此時占空比更新與實際輸出電壓之間無任何延時；當(dāng)占空比為100%時，等效輸出電壓為Vdc，而要形成Vdc的等效電壓，需要開關(guān)器件開通1個PWM周期的時間，因此會造成一個周期的延時。由于逆變器的延時時間與占空比的大小相關(guān)，因此取其最大占空比和最小占空比的平均值，可以將逆變器輸出延時等效為0.5Ts周期的延時環(huán)節(jié)。圖3為占空比與輸出電壓關(guān)系圖。

根據(jù)以上分析可知，當(dāng)采用異步采樣模式時，從電流采樣到輸出等效電壓會存在2Ts周期的延時，當(dāng)采用同步采樣模式時，從電流采樣到輸出等效電壓會存在1.5Ts周期的延時。即：

Tdelay=2Ts，異步采樣模式；

1.5Ts，同步采樣模式。

2 系統(tǒng)延時對電流環(huán)帶寬影響分析

為了分析系統(tǒng)延時與電流環(huán)帶寬之間的關(guān)系，對電流環(huán)進(jìn)行建模分析。忽略d-q軸的耦合和反電勢的影響，加入延時環(huán)節(jié)的電流環(huán)框圖如圖4所示。

圖4中：Td表示系統(tǒng)中存在的總延時；kp和ki分別表示PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；L和R分別表示電機定子電感和定子電阻。根據(jù)電流環(huán)控制框圖可推導(dǎo)出系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為

Go（s）=kikpkis+1Rs（Tds+1）（Tis+1）。（1）

式中Ti=L/R，為電機電磁時間常數(shù)。一般來說，電機的電磁時間常數(shù)遠(yuǎn)大于數(shù)字系統(tǒng)的延時時間，即TiTd，為了提升電流環(huán)的動態(tài)性能，消除大慣性環(huán)節(jié)對系統(tǒng)的影響，可采用零極點消除法消除大時間常數(shù)極點，令kp/ki=L/R，則系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)可化簡為

Go（s）=1Rkis（Tds+1）。（2）

令R/ki=K，根據(jù)系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)可推導(dǎo)出系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)為

Gc（s）=1KTds2+Ks+1。（3）

令s=jω，可得頻域傳遞函數(shù)為

Gc（jω）=1－KTdω2+jKω+1。（4）

按照閉環(huán)系統(tǒng)頻率特性所定義的帶寬頻率，把閉環(huán)幅頻特性-3 dB對應(yīng)的截止頻率和閉環(huán)相頻特性為-45°對應(yīng)的截止頻率中較小的頻率值作為系統(tǒng)帶寬，工程設(shè)計中常選擇最佳阻尼比δ=0.707，可推導(dǎo)出系統(tǒng)帶寬與系統(tǒng)延時之間的關(guān)系為：

ω=3－12Td；

f=ω2π=3－14πTd。（5）

由式（5）可知，系統(tǒng)的帶寬與系統(tǒng)中存在的延時成反比例關(guān)系，通過降低系統(tǒng)延時可有效提高系統(tǒng)帶寬。在實際工程應(yīng)用中，除了系統(tǒng)中的延時環(huán)節(jié)會影響系統(tǒng)帶寬，電流調(diào)節(jié)器PI參數(shù)的設(shè)計也會影響系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)能力，由電流環(huán)頻響特性可得：

kp=ωL；

ki=ωR。（6）

根據(jù)上述分析可知，增大電流調(diào)節(jié)器參數(shù)可以提高電流環(huán)帶寬，但過大的增益會引起系統(tǒng)超調(diào)和震蕩。結(jié)合式（5）和式（6）可知，受到系統(tǒng)延時環(huán)節(jié)的影響，很難通過調(diào)節(jié)電流調(diào)節(jié)器增益顯著提高電流環(huán)帶寬，因此縮短系統(tǒng)延時才是顯著提高系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)能力的關(guān)鍵。

3 高帶寬電流環(huán)設(shè)計

3.1 電流采樣時序改進(jìn)及電流重構(gòu)原理

現(xiàn)有雙采樣雙更新方案和多采樣多更新方案雖然可以有效降低延時，提高電流環(huán)帶寬，但由于在一個PWM周期內(nèi)電流采樣頻率過高，無法進(jìn)一步消除硬件電流采樣和矢量變換等所造成的延時問題。當(dāng)采樣和更新次數(shù)達(dá)到4次或更高次數(shù)時，具有串行計算特性的微控制器可能無法滿足在一個PWM周期內(nèi)多次電流采樣的要求。過高的采樣頻率會使微控制器處于高頻采樣和計算狀態(tài)，極大地增加控制器的計算負(fù)載，嚴(yán)重時會影響其他程序的執(zhí)行時序，因此難以工程化應(yīng)用。針對以上問題，本文提出一種基于單次電流采樣的高帶寬電流環(huán)設(shè)計方法，通過在三角載波起始位置進(jìn)行電流一次采樣并更新占空比，利用電流采樣值和電流偏差值，在載波周期中點對d-q軸電流進(jìn)行一次重構(gòu)，同時進(jìn)行占空比計算更新，實現(xiàn)在一個控制周期內(nèi)的單次電流采樣和雙次占空比更新。相較于雙采樣雙更新方法，單采樣雙更新方法能夠減少一次電流采樣和計算所帶來的延時，利用電流偏差形成反饋，直接重構(gòu)d-q軸電流代替硬件電流采樣、轉(zhuǎn)換和矢量變換等計算過程，進(jìn)一步降低系統(tǒng)中的數(shù)字延時，根據(jù)系統(tǒng)延時與帶寬之間的關(guān)系可知，單采樣雙更新方案可以有效提高電流環(huán)帶寬。改進(jìn)后的電流采樣和更新時序如圖5所示。

電流重構(gòu)（current reconstructionm mode，CRM）方法如下：

idn（k）=idn－1（k）+xtan（edn－1（k））；

iqn（k）=iqn－1（k）+ytan（eqn－1（k））。（7）

式中：ngt;1；idn（k）、iqn（k）表示第K個周期內(nèi)的第n次重構(gòu)電流；idn－1（k）、iqn－1（k）表示第K個周期內(nèi)的第n-1次重構(gòu)電流；x和y分別表示d軸電流和q軸電流增量因子，用于改善電流響應(yīng)效果；edn－1（k）、eqn－1（k）分別表示第K個周期內(nèi)第n-1次電流偏差，其值為：

edn－1（k）=i*dn－1（k）－idn－1（k）；

eqn－1（k）=i*qn－1（k）－idn－1（k）。（8）

式中：i*dn－1（k）、i*qn－1（k）表示第K個周期內(nèi)第n-1次占空比更新時的電流參考值。在三角載波起始時刻，通過電流采樣獲取電流值并進(jìn)行矢量變換，進(jìn)行第一次占空比計算，即id1（k）=id（k）、iq1（k）=iq（k），第2次更新時則根據(jù)式（6）重構(gòu)電流id2（k）、iq2（k），并計算占空比。

通過在一個周期內(nèi)進(jìn)行一次電流采樣和一次電流重構(gòu)，在不提高電流采樣頻率的情況下達(dá)到改善電流環(huán)動態(tài)性能的目的，同時由于采樣頻率與傳統(tǒng)單次電流采樣頻率一致，當(dāng)控制器的計算頻率足夠高時，可以根據(jù)不同工況需要，合理地選擇電流重構(gòu)次數(shù)和占空比更新次數(shù)。

3.2 增量因子設(shè)計規(guī)則

為了調(diào)節(jié)電流增量的大小，獲得更好的動態(tài)性能和電流響應(yīng)效果，引入電流增量因子x和y，不同的x和y取值對系統(tǒng)的帶寬和動態(tài)響應(yīng)有著不同的影響，為了獲取最佳的電流響應(yīng)效果，需要確定增量因子x和y的取值范圍。占空比的每次更新都會使響應(yīng)電流快速地跟隨參考電流，即每次占空比更新都是以電流偏差最小為目的，因此需要將重構(gòu)電流所需要的電流增量限制在一定的范圍之內(nèi)，防止電流增量不合理，影響電流控制效果。圖6為電流增量與誤差帶關(guān)系圖。

根據(jù)圖6可知，電流增量的大小一旦超過誤差帶，便會使重構(gòu)電流遠(yuǎn)離參考電流，增大電流誤差，因此電流增量的大小不能超過其誤差的2倍，根據(jù)電流增量與電流誤差帶的關(guān)系可得：

0≤|xtan（ed）|≤|2ed|；

0≤|ytan（eq）|≤|2eq|。（9）

根據(jù)上式可確定x和y的范圍為：

0≤x≤2;0≤y≤2。（10）

3.3 PWM輸出規(guī)則

當(dāng)一個周期內(nèi)占空比更新次數(shù)超過2次時，可能會出現(xiàn)定時器的比較值與三角載波多次相等的情況，這種情況下會使開關(guān)器件的開關(guān)頻率不可控，增加功率器件的功耗。為了不提高開關(guān)器件的開關(guān)頻率，需要對PWM的輸出進(jìn)行限制，PWM輸出應(yīng)遵循規(guī)則：當(dāng)定時器向上計數(shù)時，定時器比較值與三角載波第一次相等時，PWM開始輸出；當(dāng)定時器向下計數(shù)時，定時器比較值與三角載波第一次相等時，PWM停止輸出。圖7為PWM輸出限制規(guī)則圖。

由圖7可以看出，通過對PWM的輸出進(jìn)行限制，可以在多次占空比更新時保證其開關(guān)頻率不變，解決了由于占空比更新次數(shù)增加而導(dǎo)致開關(guān)頻率不確定的問題。

4 仿真分析

采用MATLAB/Simulink模塊搭建永磁同步電機矢量控制系統(tǒng)，對比分析傳統(tǒng)異步采樣模式、同步采樣模式和所提電流重構(gòu)方案對電流環(huán)動態(tài)響應(yīng)的改善效果。仿真參數(shù)設(shè)置如下：載波頻率fs=20 kHz，輸入直流母線電壓為48 V，系統(tǒng)離散步長設(shè)置為1×10-6，變步長，自動選擇求解器，仿真時間為0.1 s，對不同方案的帶寬進(jìn)行測試。仿真和實驗所用電機參數(shù)完全按照實際電機手冊所標(biāo)數(shù)據(jù)設(shè)置，具體電機參數(shù)如表1所示。

根據(jù)其參考電流和響應(yīng)電流的關(guān)系，繪制不同方案下的閉環(huán)頻率特性，圖8為3種不同方案下的伯德圖。

由仿真結(jié)果可知，異步采樣模式下的帶寬為653 Hz，同步電流采樣模式的帶寬為821 Hz，所提電流重構(gòu)方案的帶寬為1 370 Hz，所提電流重構(gòu)方案相對于異步電流采樣模式，其帶寬提高了1.09倍，所提出的電流重構(gòu)方案，其帶寬相較于同步電流采樣模式提高了67%，有效拓展了電流環(huán)帶寬。

圖9為3種不同方案下的電流響應(yīng)波形，其q軸電流給定均為正弦波，頻率為250 Hz和300 Hz，分別對應(yīng)電機的額定轉(zhuǎn)速和最高轉(zhuǎn)速。由仿真結(jié)果可知，當(dāng)頻率為250 Hz和300 Hz時，異步采樣模式相位分別滯后了 21.76°和23.9°，同步采樣方案相位分別滯后了 13.52°和18.55°，電流重構(gòu)方案相位分別滯后了7.05°和12.37°，相較于傳統(tǒng)電流采樣方案，電流重構(gòu)方案的幅值衰減和相位滯后更小，不需要提高采樣次數(shù)，只需要經(jīng)過簡單的運算，就可以達(dá)到拓展電流環(huán)帶寬和提高電流跟蹤能力的目的。

5 實驗驗證

為了驗證所提方案的有效性，搭建永磁同步電機控制系統(tǒng)，實驗平臺如圖10所示，控制芯片選用STM32G431系列，MCU執(zhí)行頻率為170 MHz，開關(guān)頻率為20 kHz，使用表貼式永磁同步電機，具體參數(shù)與表1一致。

實驗中給定q軸參考電流為正弦波，電流幅值為1.162 5 A，控制周期為50 μs，采用轉(zhuǎn)矩控制模式進(jìn)行電流環(huán)測試，通過示波器采集控制器的DAC輸出，傳統(tǒng)單采樣方案和單采樣雙更新方案的反饋電流波形如圖11所示。

在電機額定轉(zhuǎn)速和最高轉(zhuǎn)速所對應(yīng)的頻率250 Hz和300 Hz的正弦波激勵下，傳統(tǒng)單采樣方案的電流相位滯后為分別為8.91°和11.7°，幅值未衰減；單采樣雙更新方案相位滯后分別為6.3°和9.17°，幅值未衰減。在250 Hz和300 Hz的正弦波電流激勵下，相較于傳統(tǒng)單次采樣方案，所提單采樣雙更新方案在不提高電流采樣頻率的情況下，將電流相位滯后情況分別改善29.29%和21.62%，使系統(tǒng)具有更好的電流跟蹤能力，有效提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)。

圖12為2種不同方案帶寬測試結(jié)果，在712 Hz的正弦波電流的激勵下，傳統(tǒng)單采樣方案反饋電流相位滯后45.13°；單采樣雙更新方案在1 250 Hz的正弦波電流激勵下，其反饋電流相位滯后45.20°。與傳統(tǒng)單次采樣方案相比，單采樣雙更新方案通過一次電流重構(gòu)和兩次占空比更新，將其帶寬提高到1.76倍，達(dá)到了拓展電流環(huán)帶寬并提高伺服控制系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)性能的目的。

6 結(jié) 論

本文針對永磁同步電機控制系統(tǒng)電流環(huán)帶寬受限的問題，提出一種基于單次電流采樣的高帶寬電流環(huán)設(shè)計方法，得出如下結(jié)論：

1） 改進(jìn)現(xiàn)有電流采樣和占空比更新時序，通過在一個載波周期內(nèi)進(jìn)行一次電流采樣和一次電流重構(gòu)，并且兩次更新占空比，使響應(yīng)電流能夠快速準(zhǔn)確地跟隨參考電流，達(dá)到拓展電流環(huán)帶寬的目的。

2）引入電流增量因子，根據(jù)電流增量與電流誤差的關(guān)系，設(shè)計增量因子的取值規(guī)則，改善響應(yīng)電流的跟蹤性能。

3）針對開關(guān)器件開關(guān)頻率提高的問題，設(shè)計PWM的輸出規(guī)則，保證開關(guān)器件的開關(guān)頻率不變。

仿真和實驗結(jié)果表明，相對于傳統(tǒng)電流采樣方案，本文所提方案易于實現(xiàn)且有效提高電流環(huán)的動態(tài)性能，具有較高的工程價值和實際意義。

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（編輯：邱赫男）