單級(jí)無(wú)橋Sepic諧振LED驅(qū)動(dòng)電路及其APWM-PFM混合控制

摘 要：

針對(duì)傳統(tǒng)兩級(jí)式LED驅(qū)動(dòng)電源中存在著半導(dǎo)體功率器件數(shù)目多，控制電路復(fù)雜，效率低，成本高，可靠性差等問(wèn)題，提出一種單級(jí)無(wú)橋Sepic諧振LED驅(qū)動(dòng)電路，通過(guò)將單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路主開(kāi)關(guān)管與半橋LLC電路下開(kāi)關(guān)管復(fù)用集成單級(jí)LED驅(qū)動(dòng)電路，減少了半導(dǎo)體功率器件數(shù)目，簡(jiǎn)化控制電路，提高了電路效率和工作可靠性。詳細(xì)分析了所提出電路的工作原理和工作過(guò)程，深入開(kāi)展了電路輸入輸出電壓變比、網(wǎng)側(cè)特性、軟開(kāi)關(guān)特性等穩(wěn)態(tài)特性推導(dǎo)和電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)，并針對(duì)所提出單級(jí)電路由于輸入電壓變化引起直流母線電壓變動(dòng)范圍大等問(wèn)題，分析設(shè)計(jì)了一種APWM-PFM混合控制策略。最后進(jìn)行計(jì)算機(jī)仿真分析，并設(shè)計(jì)一臺(tái)交流輸入185～265 Vrms、額定輸出2 A/96 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，樣機(jī)效率最高可達(dá)91.5%，PF最大值為0.995，THD最小為5.5%，不同交流電壓下直流母線電壓總體變化范圍在60 V以內(nèi)，實(shí)現(xiàn)直流母線電壓限壓。計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證所提出電路和混合控制策略的理論預(yù)期和有效性。

關(guān)鍵詞：LED照明；功率因數(shù)校正；單級(jí)無(wú)橋Sepic/LLC電路；軟開(kāi)關(guān)；直流母線電壓APWM-PFM混合控制

DOI：10.15938/j.emc.2024.09.010

中圖分類號(hào)：TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1007-449X（2024）09-0106-19

收稿日期： 2023-10-25

基金項(xiàng)目：福建省科技廳高校產(chǎn)學(xué)重大項(xiàng)目（2014H6012）

作者簡(jiǎn)介：林中寅（1998—），男，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞骷夹g(shù)；

林維明（1964—），男，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞骷夹g(shù)；

黃舒晨（1999—），女，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞骷夹g(shù)；

鄭 勇（1999—），男，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞骷夹g(shù)。

通信作者：林維明

Single-stage bridgeless Sepic resonant LED driver and its APWM-PFM hybrid control strategy

LIN Zhongyin， LIN Weiming， HUANG Shuchen， ZHENG Yong

（Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract：

Because of the existence of many power devices， complex control circuits， low efficiency， high cost and poor reliability， etc. in the traditional two-stage LED driver， a single-stage bridgeless Sepic resonant LED driver was proposed， which is integrated by multiplexing the switching tube of the single-switch bridgeless Sepic circuit and the lower switching tube of the half-bridge LLC circuit. The operating principle and the operating process of the proposed circuit were analyzed. The steady-state characteristics of the proposed driver， such as voltage variable ratio， the line characteristics and soft-switching characteristics were analyzed in detail; then the proposed circuit’s key parameters were designed in detail. And a hybrid APWM-PFM control strategy was designed for single-stage circuits with a wide range of DC bus voltage variations caused by the change of input voltage. Finally， the computer simulation was carried out and an AC input 185-265 Vrms， rated output 2 A/96 W experimental prototype was set up. The efficiency of the prototype is obtained to be up to 91.5%， the maximum value of PF is obtained to be up to 0.995， and the minimum value of THD is obtained to be down to 5.5%， under the case of 265 Vrms AC input， the bus voltage can be controlled and the overall variation range to be within 60 V under different AC input voltages. The results of the computer simulation and the experiment have been obtained to verify the theoretical expectations and the validity of the proposed circuits and the hybrid control strategy.

Keywords：LED lighting; PFC; single-stage bridgeless sepic/LLC driver; soft-switching; DC bus voltage APWM-PFM hybrid control

0 引 言

作為第四代的綠色光源，LED具有高效率、長(zhǎng)壽命、低功耗、高亮度等其他傳統(tǒng)光源不具有的優(yōu)勢(shì)，得到廣泛應(yīng)用［1-4］。由于有關(guān)LED產(chǎn)業(yè)的蓬勃興起，其驅(qū)動(dòng)電路的研究也成為了行業(yè)內(nèi)備受關(guān)注的研究焦點(diǎn)。傳統(tǒng)的交流輸入LED驅(qū)動(dòng)電源通常采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)，前級(jí)為功率因數(shù)校正（power factor correction，PFC）電路，后級(jí)為DC-DC變換電路［5］。其中PFC電路用于滿足網(wǎng)側(cè)輸入電流諧波限制的要求，并提供穩(wěn)定的直流母線電壓作為后級(jí)輸入，后級(jí)DC-DC電路將前級(jí)PFC電路的直流母線電壓變換為L(zhǎng)ED負(fù)載所需的輸出電壓/電流［6］。

傳統(tǒng)PFC電路的電流回路通常有三個(gè)導(dǎo)通的半導(dǎo)體功率器件，增加了變換器的導(dǎo)通損耗［7］，尤其在大功率大電流應(yīng)用場(chǎng)合，整流橋的導(dǎo)通損耗就十分明顯，因此為了減小導(dǎo)通損耗，研究減小電流導(dǎo)通回路半導(dǎo)體功率器件數(shù)目的無(wú)橋PFC電路就顯得十分有意義。文獻(xiàn)［8］提出了一種無(wú)橋Boost PFC電路，減少了整流器工作時(shí)電流流過(guò)半導(dǎo)體功率器件的數(shù)量，從而減少導(dǎo)通損耗，但由于輸入交流源在負(fù)半周工作時(shí)，輸入端電壓存在高頻跳變的現(xiàn)象，具有明顯共模干擾的問(wèn)題。文獻(xiàn)［9］在無(wú)橋Boost PFC電路的基礎(chǔ)上提出了圖騰柱Boost無(wú)橋PFC電路，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，器件數(shù)量少，同時(shí)輸入交流源正負(fù)半周電壓都被相應(yīng)二極管箝位于直流輸出正負(fù)母線上，因此共模干擾小，但由于寄生二極管的反向恢復(fù)現(xiàn)象的存在，開(kāi)關(guān)管串聯(lián)時(shí)損耗嚴(yán)重，因此圖騰柱無(wú)橋PFC電路不適合在連續(xù)模式（CCM）下工作。自2011年，學(xué)者Cuk教授提出了諧振無(wú)橋Cuk PFC電路［10］，經(jīng)過(guò)多年發(fā)展，更多無(wú)橋拓?fù)浔惶岢?，如無(wú)橋Cuk［11］、無(wú)橋SEPIC［12］、無(wú)橋Flyback［13］，相較于無(wú)橋Boost PFC變換器，單開(kāi)關(guān)無(wú)橋PFC電路開(kāi)關(guān)數(shù)目少，控制簡(jiǎn)單方便。具有較寬的輸出電壓，易于實(shí)現(xiàn)電氣隔離，且斷續(xù)工作模式下，輸入電流仍是連續(xù)狀態(tài)。

在中小功率應(yīng)用場(chǎng)合，相較于兩級(jí)電路，單級(jí)LED驅(qū)動(dòng)電路通過(guò)開(kāi)關(guān)管的復(fù)用，將兩級(jí)結(jié)構(gòu)合二為一，進(jìn)一步減少了半導(dǎo)體功率器件和控制電路的數(shù)目，并更簡(jiǎn)化了控制，比傳統(tǒng)LED驅(qū)動(dòng)成本低、高效［14］，因此，單級(jí)電路被廣泛應(yīng)用于中小功率的場(chǎng)合。文獻(xiàn)［15］中提出一種基于有橋Boost和半橋LLC單級(jí)電路，雖然其具有較好的輸入輸出特性，如高PF值，低THD等，且LLC電路的軟開(kāi)關(guān)特性并未因?yàn)榧啥鴣G失，但仍存在母線電壓過(guò)高的問(wèn)題。文獻(xiàn)［16］中提出了一種降壓Cuk和半橋LLC集成的單級(jí)電路，不同于單級(jí)Boost電路，降壓Cuk電路克服了母線電壓過(guò)高的問(wèn)題，并保留了半橋LLC電路的軟開(kāi)關(guān)特性，但該電路僅能工作于降壓模式，因此輸入電流有死區(qū)存在，對(duì)輸入特性存在不利的影響。

半橋LLC電路單元采用PFM控制，開(kāi)關(guān)管占空比固定為0.5時(shí)，母線電壓存在兩倍于輸入電壓峰值的情況，這導(dǎo)致了開(kāi)關(guān)器件承受很大電壓應(yīng)力，文獻(xiàn)［17］的電路中只有兩個(gè)功率MOS管，同時(shí)二極管減少了三個(gè)，電路導(dǎo)通損耗得到降低，但由于采用傳統(tǒng)PFM控制模式，仍存在直流母線電壓為兩倍輸入電壓，無(wú)法解決功率器件的應(yīng)力問(wèn)題，且僅能應(yīng)用于低壓輸入場(chǎng)合，大大降低了應(yīng)用場(chǎng)景。同時(shí)為了滿足一些輸出電壓可升可降的應(yīng)用場(chǎng)景，需解決PFM控制存在的問(wèn)題［18-20］。文獻(xiàn)［19］中提出一種不對(duì)稱變占空比控制的降壓Cuk-LLC單級(jí)電路，但該電路輸入有很大的死區(qū)，輸入特性差；且由于占空比不對(duì)稱導(dǎo)致的直流偏置問(wèn)題使得磁性器件的利用率降低。

本文提出并設(shè)計(jì)一種通過(guò)對(duì)單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路與半橋LLC電路的開(kāi)關(guān)管進(jìn)行復(fù)用，集成的新型單級(jí)無(wú)橋Sepic諧振LED驅(qū)動(dòng)電路，其減少開(kāi)關(guān)管和控制電路數(shù)目，簡(jiǎn)化控制，同時(shí)PFC單元采用單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路，也減小導(dǎo)通損耗和半導(dǎo)體功率器件數(shù)目。其中單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路工作于DCM模式，具有輸入電流自動(dòng)跟蹤輸入電壓的功率因數(shù)校正功能；兩個(gè)開(kāi)關(guān)管在開(kāi)通時(shí)刻分別處于軟開(kāi)關(guān)ZVS和ZCS狀態(tài)，副邊二極管ZCS關(guān)斷，保證電路有較高的效率。為限制母線電壓大范圍波動(dòng)，結(jié)合所提出的電路，在傳統(tǒng)PFM控制的基礎(chǔ)上與APWM控制相結(jié)合，提出APWM-PFM混合控制策略，通過(guò)對(duì)母線電壓分析設(shè)計(jì)，能夠保證其在一個(gè)合適的范圍變化，因此該電路有效地降低功率器件的應(yīng)力，使其工作于180 Vac～260 Vac電壓輸入等級(jí)，并利用計(jì)算機(jī)進(jìn)行模擬以及研制額定可達(dá)到2 A/96 W輸出的樣機(jī)，實(shí)現(xiàn)對(duì)電路與其APWM-PFM控制策略的驗(yàn)證。

1 一種單級(jí)諧振LED驅(qū)動(dòng)電路

1.1 電路結(jié)構(gòu)

本文提出一種單級(jí)無(wú)橋Sepic諧振LED驅(qū)動(dòng)電路，如圖1所示。該設(shè)計(jì)由兩個(gè)核心單元，首先為單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic功率因數(shù)校正電路單元，其由交流輸入源vin，二極管D1～D3以及Dp和Dn，電感L1、L2、L3，電容C1、C2和母線電容Cbus，并利用開(kāi)關(guān)管S1開(kāi)通關(guān)斷實(shí)現(xiàn)對(duì)拓?fù)溥M(jìn)行控制；其次為半橋LLC電路單元，其由原邊側(cè)的二極管D4、D5，諧振電容Cr，諧振電感Lr，開(kāi)關(guān)管S1、S2，變壓器T，以及副邊側(cè)的整流二極管Do1、Do2，輸出電容Co構(gòu)成。單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路與半橋LLC電路巧妙地復(fù)用了開(kāi)關(guān)管S1，從而將兩電路單元集成為單級(jí)諧振電路，其相較于傳統(tǒng)兩級(jí)式電路，在實(shí)現(xiàn)S1開(kāi)關(guān)管零電流開(kāi)通，S2開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通，降低了由于開(kāi)關(guān)過(guò)程中造成的損耗的同時(shí)，減少了控制電路的數(shù)目以簡(jiǎn)化了系統(tǒng)控制復(fù)雜度，實(shí)現(xiàn)了效率、成本等方面的改進(jìn)。

1.2 電路工作過(guò)程

為方便分析，假設(shè)：

1）電路中所有器件均為理想器件；

2）中間電容C1和C2、直流母線電容Cbus以及輸出電容Co足夠大，并且在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中其電壓近似不變；

3）交流輸入電源頻率fac遠(yuǎn)小于功率MOS管的工作頻率fs，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中輸入電壓vin近似不變；

4）忽略EMI濾波器；

考慮到電路的對(duì)稱性，以交流輸入電源工頻正半周期為例說(shuō)明電路工作過(guò)程。設(shè)計(jì)單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路單元工作于DCM諧振模式，半橋LLC電路單元工作于fmlt;fs≤fr狀態(tài)。在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電路可以分為9個(gè)工作模態(tài)，其中圖2為周期內(nèi)的主要工作波形，而圖3（a）～圖3（i）為不同工作階段下的等效電路。

其中，fs為開(kāi)關(guān)頻率，諧振頻率fm、fr定義為：

fm=12π（Lm+Lr）Cr；

fr=12πLrCr。（1）

式中：Lm為該電路變壓器的勵(lì)磁電感；Lr為其諧振電感；Cr為諧振電容。

模態(tài)1（t0-t1）：如圖3（a）所示，當(dāng)t0時(shí)刻尚未到來(lái)時(shí)，單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路單元中，二極管D3反向偏置，iD3為零，電感L1～L3電流保持恒定，關(guān)系為

iL1+iL2+iL3=0。（2）

而半橋LLC電路單元中，諧振電流ir與勵(lì)磁電流im相等，iDo1，iDo2，iD4，iD5為零。

至t0時(shí)刻，此階段為死區(qū)時(shí)間，開(kāi)關(guān)管S2關(guān)斷，S1尚未開(kāi)通。單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路單元中，二極管D3繼續(xù)反向偏置，電感L1～L3中的電流仍保持恒定。而半橋LLC電路單元中，iDo1，iD4，iD5仍為零，而諧振電流ir開(kāi)始對(duì)開(kāi)關(guān)管S2的結(jié)電容充電，二極管Do2導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm被輸出電壓箝位不參與諧振，勵(lì)磁電流線性下降。此時(shí)諧振頻率為fr，而勵(lì)磁電流iLm，諧振電流ir以及其峰值ir_peak的表達(dá)式為

iLm（t）=nVo4Lmfr－nVoLm（t－t0）；

ir（t）=i r _pksin［ωr（t－t0）+θ］；

ir_pk=（nVo4Lmfr）2+（Vbus2－nVo）CrLr+πnVo8Lm（1fs－1fr）2。（3）

式中：Vo為輸出電壓；n為變壓器原副邊匝比；θ為諧振電流相角。

直到t1時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S2結(jié)電容充電結(jié)束，S1零電流開(kāi)通，此時(shí)iD3，iD5仍為零，ir，iLm繼續(xù)下降，電感L1～L3中的電流開(kāi)始線性上升，而ir開(kāi)始流過(guò)D4，因此ir=iD4。

模態(tài)2（t1-t2）：如圖3（b）所示，t1時(shí)刻后，單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路單元中，二極管D3反向偏置，因此iD3為零，而輸入電壓對(duì)電感L1充電儲(chǔ)能，電容C1對(duì)電感L2、L3充電儲(chǔ)能，三者電流線性上升，其速率為

diadt=vinLa（a=1，2，3）。（4）

半橋LLC電路單元中，諧振電流ir方向不變，ir流過(guò)二極管D4，Do2導(dǎo)通。

直到t2時(shí)刻，諧振電流ir過(guò)零反向，此時(shí)iD4=0，iDo1=0，iD3=0，ir，iLm繼續(xù)下降，而ir流過(guò)iD5，電感L1～L3中的電流繼續(xù)線性上升。

模態(tài)3（t2-t3）：如圖3（c）所示，t2時(shí)刻后，單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路單元中，二極管D3及電感L1～L3的工作狀態(tài)同模態(tài)2相同，半橋LLC電路單元中，諧振電流ir流過(guò)二極管D5和開(kāi)關(guān)管S1，因此ir=iD5。且流過(guò)復(fù)用開(kāi)關(guān)管S1的電流為L(zhǎng)1、L2、L3與諧振電流ir之和，即

iS1=ir+iLa（a=1，2，3）。（5）

直到t3時(shí)刻，二極管Do2零電流關(guān)斷，此時(shí)iD4=0，iDo1=0，iD3=0，電感L1～L3中的電流繼續(xù)線性上升，而諧振電流ir，勵(lì)磁電流iLm與流過(guò)二極管D5的電流相等。

模態(tài)4（t3-t4）：如圖3（d）所示，單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路單元中，二極管D3及電感L1～L3的工作狀態(tài)同模態(tài)3相同，而t3時(shí)刻后，半橋LLC電路單元中，由于勵(lì)磁電感Lm不再被輸出電壓所箝位，使得Lm加入到諧振過(guò)程中，該過(guò)程中輸出電容Co存儲(chǔ)的能量輸送給負(fù)載，由于Lm的加入其諧振頻率則為fm，且ir與iLm相等，可列出

ir（t）=iLm（t）=－nVo4Lmfr。（6）

直到t4時(shí)刻，達(dá)到死區(qū)時(shí)間，開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷，此時(shí)iD4=0，iD5=0，iDo1=0，iDo2=0，二極管D3導(dǎo)通，電感L1～L3中的電流開(kāi)始線性下降，諧振電流ir與勵(lì)磁電流iLm開(kāi)始上升。

模態(tài)5（t4-t5）：如圖3 （e）所示，此階段為死區(qū)時(shí)間，t4時(shí)刻以后，開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷，其結(jié)電容充電，二極管D5反向偏置，使得iD5=0。而單開(kāi)關(guān)管無(wú)橋Sepic電路單元中，二極管D3導(dǎo)通，電感L1向電容C1、Cbus釋放能量，電感L2、L3向母線電容Cbus釋放能量，三者電流線性下降，下降速率均為

diadt=VoLa（a=1，2，3）。（7）

而D3電流的關(guān)系為

iD3=iL1+iL2+iL3。（8）

半橋LLC電路單元中，諧振電流ir對(duì)S2的結(jié)電容放電，ir大于勵(lì)磁電流，二極管Do1導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm被輸出電壓鉗箝位不參與諧振，勵(lì)磁電流線性上升，此時(shí)諧振頻率為fr，而諧振電流ir與勵(lì)磁電流iLm表達(dá)式為

iLm（t）=－nVo4Lmfr+nVoLm（t－t4）；

ir（t）=ir_pksin［ωr（t－t4）+θ］。（9）

直到t5時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1結(jié)電容充電結(jié)束，S2零電壓開(kāi)通，此時(shí)iD4=0，iD5=0，電感L1～L3與D3中的電流繼續(xù)線性下降，諧振電流ir與勵(lì)磁電流iLm繼續(xù)上升。

模態(tài)6（t5-t6）：如圖3（f）所示，t5時(shí)刻以后，單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路中，二極管D3以及電感L1～L3的工作狀態(tài)同模態(tài)5相同。半橋LLC電路中，諧振電流ir方向不變，二極管Do1導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm兩端的電壓由輸出電壓箝住，iLm表達(dá)式為

iLm（t）=－nVo4Lmfr+nVoLm。（10）

直到t6時(shí)刻，諧振電流ir過(guò)零反向，此時(shí)iD4=0，iD5=0，電感L1～L3與D3中的電流繼續(xù)線性下降，諧振電流ir與勵(lì)磁電流iLm繼續(xù)上升。

模態(tài)7（t6-t7）：如圖3（g）所示，t6時(shí)刻以后，iL2，iL3線性下降至負(fù)值，單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路單元中，二極管D3以及電感L1～L3的工作狀態(tài)同模態(tài)6相同。半橋LLC電路單元中，諧振電流ir方向不變，二極管Do1繼續(xù)導(dǎo)通，勵(lì)磁電感被輸出電壓箝位。

直至t7時(shí)刻，D3電流iD3下降至零，二極管D3實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，此時(shí)電感L1～L3電流開(kāi)始保持恒定，iD4=0，iD5=0，諧振電流ir與勵(lì)磁電流iLm繼續(xù)上升。

模態(tài)8（t7-t8）：如圖3（h）所示，t7時(shí)刻以后，由于二極管D3零電流關(guān)斷。單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路中，電感L1～L3中的電流保持恒定，其電流關(guān)系為

iL1+iL2+iL3=0。（11）

半橋LLC電路單元中，諧振電流ir方向不變，二極管Do1繼續(xù)導(dǎo)通，勵(lì)磁電感被輸出電壓箝位。

直至t8時(shí)刻，諧振電流ir等于勵(lì)磁電流，iDo1，iDo2，iD3，iD4，iD5為零，此時(shí)二極管Do1可實(shí)現(xiàn)零電流情況下關(guān)斷，且電感L1～L3中的電流仍保持恒定。

模態(tài)9（t8-t9）：如圖3（i）所示，單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路單元中，二極管D3以及電感L1～L3的工作狀態(tài)同模態(tài)8相同，t8時(shí)刻以后，勵(lì)磁電感Lm不再被輸出電壓箝位，使得Lm加入到諧振過(guò)程中，該過(guò)程中輸出電容Co存儲(chǔ)的能量輸送給負(fù)載，由于Lm的加入其諧振頻率為fm，且ir與iLm相等可列出

ir（t）=iLm（t）=nVo4Lmfr。（12）

直到t9時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S2重新關(guān)斷，且相當(dāng)于t0時(shí)刻，且iDo1，iDo2，iD3，iD4，iD5為零，且電感L1～L3中的電流仍保持恒定，而勵(lì)磁電流iLm，諧振電流ir開(kāi)始下降。穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，上述情況不斷重復(fù)。

2 穩(wěn)態(tài)特性分析

2.1 單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路單元

單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic-PFC電路單元等效電路圖如圖4所示，其中R為等效電阻。

1）網(wǎng)側(cè)特性。

當(dāng)單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic-PFC電路單元工作于DCM模式下，且電容C2上電壓為0時(shí)，電感L2、L3處于并聯(lián)狀態(tài)［21］。根據(jù)圖2可推導(dǎo)出交流輸入電壓正半周時(shí)電路關(guān)鍵參數(shù)波形，如圖5所示。

圖5中：d3為二極管D3的占空比；Ts為開(kāi)關(guān)周期；Le為Sepic電路等效電感。

假設(shè)電路效率為100%，且無(wú)橋Sepic電路開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率相較于輸入電壓頻率大得多，因此時(shí)可以認(rèn)為母線電壓、母線電流、輸入電壓、輸入電流在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)皆是恒定不變的，其中母線電流近似等于二極管D3電流iD3［22］，因此，根據(jù)PFC變換器的輸入和輸出端口功率平衡可得

viniin=VbusiD3。（13）

由于無(wú)橋Sepic電路工作于DCM模式，由圖5可知二極管D3在開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)的平均電流為

iD3=d21v2in2LeVbusfs。（14）

其中：d1是S1占空比；vin=Vmsinωt（Vm為交流輸入電壓峰值；ω為工頻角頻率）；Le=L1//L2//L3；Vbus為母線電壓。

定義一個(gè)交流輸入電源周期T內(nèi)的二極管D3的平均電流［23］為：

ID3=1T∫T0iD3dt=V2m2ReVbus=V2md214LeVbusfs；

Re=2Led21Ts。（15）

根據(jù)式（13）～式（15），求得輸入電流的峰值與平均值

iin=vinRe=Imsinωt=d21Vm2Lefssinωt。（16）

由上式可知，DCM模式下，輸入電流按正弦規(guī)律變換，且相位跟隨輸入電壓，可實(shí)現(xiàn)PFC。

2）電壓變比。

由于工頻周期T內(nèi)二極管D3平均電流ID3等于PFC級(jí)輸出電流，當(dāng)假定PFC級(jí)輸出負(fù)載為純阻性Rpfc時(shí)，則有

ID3=VbusRpfc。（17）

由式（15）與式（17）聯(lián)立，可將Sepic電路的母線電壓與輸入電壓變比M表示為

M=VbusVm=RpfcRe=d12Ke。（18）

其中單開(kāi)關(guān)無(wú)橋Sepic電路導(dǎo)通參數(shù)為

Ke=2LefsRpfc。（19）

2.2 半橋LLC電路單元

半橋LLC電路單元通過(guò)開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)、諧振網(wǎng)絡(luò)、高頻隔離變壓器以及整流網(wǎng)絡(luò)組成，其等效電路圖如圖6所示。

根據(jù)基波分析法（FHA）可以得到半橋LLC電路的直流電壓增益為

Gdc（fn，λ，Q）=2nVoVbus=

1（1+λ－λf2n）2+Q2（fn－1fn）2。（20）

其中：n為變壓器原副邊繞組匝數(shù)之比；Vo為輸出電壓；Ro為L(zhǎng)ED負(fù)載等效電阻，諧振電感與勵(lì)磁電感比λ=Lr/Lm，歸一化頻率fn=fs/fr，品質(zhì)因數(shù)Q=Lr/Cr/Rac，Rac=8n2Ro/π2。

假設(shè)電路效率為100%，此時(shí)LLC電路的輸入功率PLLC_in可表示為

PLLC_in=V2oRo=［VbusGdc（fn，λ，Q）］24n2Ro。（21）

3 一種APWM-PFM數(shù)字混合控制策略

3.1 雙閉環(huán)控制原理

結(jié)合所提出的電路，考慮到PFM控制下，不同交流輸入下母線電壓變化范圍大，同時(shí)對(duì)LLC電路單元而言，寬范圍輸入使得工作頻率范圍變大，以限制母線電壓為控制目標(biāo)，本文設(shè)計(jì)分析了一種混合APWM-PFM控制方法，在已有的恒流輸出控制的基礎(chǔ)上再加入母線電壓控制，實(shí)現(xiàn)從單一的工作頻率控制變量變成開(kāi)關(guān)管占空比、工作頻率兩個(gè)控制變量，圖7為混合控制的原理框圖。

該混合控制策略是一種限制直流母線電壓變化范圍的APWM-PFM混合控制策略，其在調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)頻率來(lái)穩(wěn)定輸出的PFM控制策略的基礎(chǔ)上，通過(guò)結(jié)合PWM控制來(lái)改變PFC開(kāi)關(guān)管S1的占空比，實(shí)現(xiàn)控制母線電壓變化。其中心思想在于：相較于傳統(tǒng)PFM的固定占空比小于0.5（考慮死區(qū)）的控制，本控制策略設(shè)定的S1的初始占空比大于0.5，因此當(dāng)交流輸入較小時(shí)，直流母線電壓比傳統(tǒng)PFM控制時(shí)要大，但當(dāng)交流輸入增加時(shí)，該控制策略可逐漸減小開(kāi)關(guān)管S1的占空比，并減小直流母線電壓變化范圍。

3.2 直流母線電壓特性

平均輸入功率Pin可表示為

Pin=1π∫π0viniindθ=V2md214Lefs。（22）

結(jié)合功率守恒可以得到

V2oRo=d21V2m4Lefs。（23）

由于采用APWM-PFM控制時(shí)，占空比和工作頻率會(huì)一起發(fā)生變化，因此，此時(shí)LLC單元的直流電壓增益可以表示為

Gdc_A=VoVbus=sin（πd1）2n（1+λ－λf2n）2+Q2（fn－1fn）2。（24）

其中：n為變壓器原副邊繞組匝數(shù)之比；Vo為輸出電壓；Ro為L(zhǎng)ED負(fù)載等效電阻；諧振電感與勵(lì)磁電感比λ=Lr/Lm，歸一化頻率fn=fs/fr，品質(zhì)因數(shù)Q=Lr/Cr/Rac，Rac=8n2Ro/π2。

聯(lián)立式（22）～式（24）可得

M=VbusVm=d21Ro4Lefs×1Gdc_A。（25）

則APWM-PFM控制下的直流電壓表達(dá)式為

Vbus=Vm×（1+λ－λf2n）2+Q2（fn－1fn）2sin（πd1）×

π3d21Lr4LefnQ。（26）

根據(jù)式（26）可知，在電路關(guān)鍵參數(shù)確定后，母線電壓Vbus受Vm、fn、Q、d1等共4個(gè)參數(shù)的影響。

其中品質(zhì)因數(shù)Q是一個(gè)反映負(fù)載變化情況的參數(shù)，且LED驅(qū)動(dòng)電路為恒流輸出，其負(fù)載的變化反映為輸出電壓的變化，因此在輸出電壓不變或者說(shuō)輸出功率不變的情況下，Q是一個(gè)定值。

1）占空比固定為0.5。

當(dāng)占空比恒定為0.5，因此Vbus的值由Vm、fn決定，作出其三維關(guān)系圖如圖8所示，能夠看到，隨著交流輸入的增加，母線電壓逐漸上升，同時(shí)，在交流輸入不變的條件下，直流母線電壓受fn的影響很小。

2）占空比變化。

由于APWM-PFM混合控制策略時(shí)，歸一化頻率fn和占空比d1（忽略死區(qū)）將會(huì)同時(shí)變化。因此，固定Vm的值，可得到母線電壓Vbus與fn、d1的三維關(guān)系圖。從圖9中可以看出，占空比與母線電壓成正比，隨著占空比的減小母線電壓也隨之下降。

因此可通過(guò)設(shè)定占空比d1（忽略死區(qū)）的變化范圍來(lái)控制直流母線電壓的變化范圍。通過(guò)給定的占空比范圍，結(jié)合式（26），可以作出交流輸入185 Vrms和265 Vrms時(shí)，Vbus關(guān)于fn的曲線簇，其中圖10為PFM控制下Vbus關(guān)于fn的曲線簇，當(dāng)交流輸入為185 Vrms，fn為1時(shí)理論母線電壓為357.23 V，當(dāng)交流輸入為265 Vrms，fn為1時(shí)理論母線電壓為513.26 V，而圖11為APWM-PFM控制下Vbus關(guān)于fn的曲線簇，相比于傳統(tǒng)PFM控制策略，APWM-PFM控制策略可以通過(guò)調(diào)節(jié)占空比，實(shí)現(xiàn)在不同輸入電壓情況下，限制母線電壓的變化范圍的目的。

4 電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

忽略死區(qū)時(shí)間，根據(jù)圖5中二極管D3電流波形可知，電路工作于DCM模式的情況下：

d1+d3lt;1。（27）

其中d3為二極管D3的占空比。

根據(jù)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電感電流變化量相等和伏秒平衡原理，對(duì)電感L1作分析可得

vinL1d1Ts=VbusL1d3Ts→d3=d1M|sinωt|。（28）

聯(lián)立式（27）、式（28）可得

d1lt;MM+1。（29）

再聯(lián)立式（29）、式（18）可得

Kelt;Ke_min=12（M+1）2=（1－d1）22。（30）

因此，電路工作于DCM的條件為Ke取值滿足Kelt;Ke_min。

4.1 PFC電路單元

1）電感設(shè)計(jì)。

當(dāng)PFC工作于斷續(xù)狀態(tài)，導(dǎo)通參數(shù)Ke需要滿足

Kelt;（1－d1）22。（31）

再結(jié)合式（19）與式（31），Sepic電路等效電感Le可表示為

Le=RKe2fslt;R（1－d1）24fs。（32）

由于L1、L2在交流輸入正負(fù)周期對(duì)稱工作，因此L1、L2有相同感量，同時(shí)L1、L2的感值的大小決定了交流輸入電流iin紋波大小，根據(jù)如下紋波峰值公式：

irip_max=（Vmsinωt）d1L1fs=Vmd1L1fs。（33）

取irip_max為輸入電流的一半，聯(lián)立式（33）、式（16）可得

L1=L2=2LeL1－2Le。（34）

由于電感L1、L2取值相同，因此可得

L3=L1LeL1－2Le。（35）

2）電容設(shè)計(jì)。

無(wú)橋Sepic電路中間電容C1、C2分別在交流輸入電壓的正負(fù)半周起能量傳遞的作用，二者取值相同。為了避免工頻周期輸入電流發(fā)生振蕩，因此振蕩角頻率ωa必須大于交流輸入的角頻率，同時(shí)ωa需低于開(kāi)關(guān)頻率，確保電容電壓在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)基本保持恒定，一般ωa取5%～10%的開(kāi)關(guān)頻率，即：

0.05ωslt;1（L1+L3）C1lt;0.1ωs。（36）

4.2 半橋LLC電路單元

諧振電感、勵(lì)磁電感以及諧振電容可根據(jù)下式可得：

Lr=RacQ2πfr；

Lm=Lrλ；

Cr=12πfrRacQ。（37）

5 仿真分析

為了驗(yàn)證本文提出單級(jí)無(wú)橋Sepic諧振電路的正確性和有效性，基于PSIM軟件做了仿真分析。電路仿真參數(shù)如表1所示。

5.1 網(wǎng)側(cè)特性

圖12為電路在額定輸出功率條件下，輸入電壓vin、輸入電流iin在不同交流輸入電壓下的波形圖。

通過(guò)對(duì)圖12進(jìn)行分析可以得出，輸入電流與輸入電壓的相位一致，波形為正弦波，實(shí)現(xiàn)了PFC控制，減小THD。

5.2 母線電壓

圖13為電路在額定輸出功率條件下，交流輸入電壓不同時(shí)，采用PFM控制策略下的直流母線電壓Vbus仿真波形，而圖14為電路在額定輸出功率條件下，交流輸入電壓不同時(shí)，采用APWM-PFM控制策略下的直流母線電壓Vbus仿真波形。其中由于在185 V/95 W的工況下為本文電路交流低壓輸入，相較于傳統(tǒng)PFM小于0.5（考慮死區(qū)）固定占空比的控制策略，APWM-PFM控制策略的S1占空比在初始狀態(tài)下大于0.5，因此在交流低壓輸入的情況下，占空比取值較大，母線電壓也較大，當(dāng)交流輸入增加時(shí)，改進(jìn)控制策略可逐漸減小開(kāi)關(guān)管S1的占空比，其他工況下母線電壓相較于傳統(tǒng)控制下要小。

由圖13可知，不同交流輸入電壓下，采用PFM控制策略的直流母線電壓的變化范圍可以達(dá)到0～209.5 V，而由圖14可知，當(dāng)采用APWM-PFM控制策略的直流母線電壓變化范圍為0～40.2 V，因此相較于傳統(tǒng)PFM控制策略，APWM-PFM混合控制策略，能夠限制直流母線電壓變化范圍。

5.3 軟開(kāi)關(guān)特性

圖15為電路在額定輸出功率條件下，交流輸入電壓不同時(shí)，復(fù)用開(kāi)關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)Vgs1、漏源電壓Vds1、漏極電流iS1，圖16為電路在額定輸出功率條件下，開(kāi)關(guān)管S2驅(qū)動(dòng)電壓Vgs2、漏源電壓Vds2在不同交流輸入電壓下的波形圖。通過(guò)兩圖進(jìn)行分析可知，圖15說(shuō)明了復(fù)用開(kāi)關(guān)管S1實(shí)現(xiàn)了零電流開(kāi)通（ZCS），圖16說(shuō)明了開(kāi)關(guān)管S2實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通（ZVS），符合上述原理和理論分析。

圖17為電路在額定輸出功率條件下，不同交流輸入電壓時(shí)，諧振電流ir、勵(lì)磁電流iLm。圖18為在滿載情況下下，副邊整流二極管電流、電壓在不同交流輸入電壓下的波形。從圖中可以看出，在不同交流輸入電壓時(shí)，由于半橋LLC電路開(kāi)關(guān)頻率工作于fmlt;fslt;fr狀態(tài)，從而實(shí)現(xiàn)副邊側(cè)二極管在零電流的情況下進(jìn)行關(guān)斷。但由于采用了占空比可調(diào)的APWM-PFM混合控制策略的原因，其電路兩開(kāi)關(guān)管占空比不相等時(shí)，副邊二極管會(huì)出現(xiàn)的電流不對(duì)稱的現(xiàn)象。

圖19為電路在額定輸出功率條件下，交流輸入電壓不同時(shí)，電感L1、 L2、L3以及二極管D3的電流波形（左邊為電源周期波形、右邊為展開(kāi)波形；工頻正負(fù)半周電路對(duì)稱工作，僅分析正半周期），可以看到波形與理論分析一致，二極管D3工作于斷續(xù)模式下。

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文以DSP2812作為控制芯片，對(duì)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行控制，從而得到該樣機(jī)的性能分析，研制的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖20所示。

實(shí)際參數(shù)如表2所示。

6.1 網(wǎng)側(cè)特性

圖21為在滿載情況下，不同交流輸入電壓下的網(wǎng)側(cè)特性波形。由圖可知，采用APWM-PFM控制策略下，在交流輸入電壓為185 Vrms時(shí)，PF值為0.997、THD為5.5%，在交流輸入電壓為220 Vrms時(shí)，PF值為0.994、THD為8.1%，在交流輸入電壓為265 Vrms時(shí)，PF值為0.990、THD為11.5%，且輸入電流iin良好地跟隨輸入電壓vin，其輸入電流iin的正弦度較高，電路具備良好的輸入特性，無(wú)橋Sepic-PFC單元較好的實(shí)現(xiàn)了PFC功能。

而圖22為滿載情況下，樣機(jī)采用不同控制策略的實(shí)測(cè)PF隨vin變化的對(duì)比曲線，由圖可知，當(dāng)交流輸入電壓較大時(shí)，采用APWM-PFM控制策略的PF值將高于傳統(tǒng)的PFM控制，表明了APWM-PFM控制策略提高了電路功率因數(shù)。

圖23為滿載情況下，樣機(jī)采用不同控制策略的實(shí)測(cè)THD隨vin變化的對(duì)比曲線，由圖可知，樣機(jī)采用APWM-PFM控制策略的THD整體小于采用傳統(tǒng)PFM控制策略的THD ，體現(xiàn)出了APWM-PFM控制策略減小了所提出電路的THD。

6.2 母線電壓特性

圖24為電路在額定輸出功率條件下，交流輸入電壓不同時(shí)，采用APWM-PFM控制策略下的直流母線電壓Vbus仿真波形。從圖可知，隨著交流輸入的增加，Vbus也隨之升高，在交流輸入電壓為185 Vrms時(shí)，母線電壓為305.4 V；在交流輸入電壓為220 Vrms時(shí)，母線電壓為328.1 V；在交流輸入電壓為265 Vrms時(shí)，母線電壓為356.8 V。母線電壓最大值不超過(guò)左右360 V，總體變化范圍在60 V以內(nèi)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明APWM-PFM混合控制有效地控制了母線電壓，同上述的理論分析基本一致。

6.3 軟開(kāi)關(guān)特性

圖25為滿載情況下，開(kāi)關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)電壓Vgs1、漏極電流iS1及漏源極電壓Vds1在不同交流輸入電壓下的實(shí)驗(yàn)波形，并且在波峰、波谷處做了細(xì)節(jié)展開(kāi)。

由圖25可知，當(dāng)交流輸入電壓為185、220和265 V時(shí)，開(kāi)關(guān)管S1都是零電流開(kāi)通的，這是由于S1上的電流為L(zhǎng)1、L2、L3三個(gè)電感電流之和，電感電流工作于斷續(xù)模式，同時(shí)由于上升速率與交流輸入電壓有關(guān)，通過(guò)對(duì)比不同交流輸入電壓，當(dāng)交流輸入電壓越大，iS1上升速率越快，因此在185 V輸入時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，而在其他電壓輸入時(shí)，實(shí)現(xiàn)VS（谷底）開(kāi)通，減少了開(kāi)通損耗，實(shí)現(xiàn)了S1在不同交流輸入電壓下了零電流開(kāi)通（ZCS）。

如圖26在滿載情況下，關(guān)管S2的驅(qū)動(dòng)電壓Vgs2、漏源極電壓Vds2及漏極電流iS2在不同交流輸入電壓下的實(shí)驗(yàn)波形，并細(xì)節(jié)展開(kāi)。由圖26可知，當(dāng)Vgs2開(kāi)通前，Vds2電壓已下降為0 V，此時(shí)iS2為負(fù)電流，這是由于諧振電流ir對(duì)S2的結(jié)電容放電導(dǎo)致，此時(shí)iS2流經(jīng)S2的體二極管，出現(xiàn)圖中的負(fù)電流，且Vds2被箝位為0。因此，當(dāng)Vgs2開(kāi)通時(shí)，Vds2為0 V，實(shí)現(xiàn)了S2在不同交流輸入電壓下均實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通（ZVS），APWM-PFM控制策略實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)管S2的ZVS軟開(kāi)關(guān)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果和理論分析相符。

圖27為滿載情況下，不同交流輸入電壓下，開(kāi)關(guān)管S1、S2驅(qū)動(dòng)電壓波形以及諧振電流ir的波形，由圖可知，隨著輸入電壓的增大，混合控制策略下，復(fù)用開(kāi)關(guān)管占空比逐漸減小，造成了兩開(kāi)關(guān)管占空比不對(duì)稱，對(duì)于LLC電路單元來(lái)說(shuō)，當(dāng)諧振電路參數(shù)一致的情況下，占空比的不對(duì)稱會(huì)導(dǎo)致諧振電流出現(xiàn)不對(duì)稱現(xiàn)象。圖27中當(dāng)交流輸入電壓為185 Vrms時(shí)，此時(shí)開(kāi)關(guān)管S1的占空比大于開(kāi)關(guān)管S2，其所對(duì)應(yīng)的諧振電流死區(qū)也較大，而當(dāng)交流輸入電壓為220 Vrms、265 Vrms時(shí)，此時(shí)開(kāi)關(guān)管S2的占空比大于開(kāi)關(guān)管S1，其諧振電流死區(qū)也較大，且隨著交流輸入電壓的增大，占空比變化越大，諧振電流不對(duì)稱現(xiàn)象越明顯，與理論分析基本一致。而圖28為在滿載情況下下，副邊整流二極管電流、電壓在不同交流輸入電壓下的實(shí)驗(yàn)波形。通過(guò)對(duì)波形圖的分析可以得出其交流輸入電壓在額定范圍內(nèi)，副邊側(cè)的整流二極管均可實(shí)現(xiàn)零電流狀態(tài)下的關(guān)斷（ZCS），由于采用了APWM-PFM混合控制策略，隨著交流輸入電壓的增大，復(fù)用開(kāi)關(guān)管占空比從0.54變化到0.38，導(dǎo)致諧振電流不對(duì)稱，進(jìn)一步影響到副邊二極管的電流不對(duì)稱，與理論分析基本一致。同時(shí)，當(dāng)副邊整流二極管電流為零的時(shí)候，二極管兩端電壓出現(xiàn)較大的振蕩現(xiàn)象，這是由于此時(shí)輸出電壓已無(wú)法對(duì)副邊側(cè)繞組進(jìn)行箝位導(dǎo)致的，而該過(guò)程下副邊電路中的寄生電容與變壓器本身的漏感發(fā)生諧振。

圖29為在滿載條件下，不同交流輸入電壓下，電感L1、L2、L3以及二極管D3的電流波形，且在波峰、波谷處做了細(xì)節(jié)展開(kāi)。其中二極管D3工作于斷續(xù)模式，同理論分析與仿真結(jié)果基本一致，電感L1、L2的電流波形出現(xiàn)了類似于平臺(tái)的現(xiàn)象，二極管D1、D2的寄生電容的存在為電感提供了諧振回路，造成斷續(xù)時(shí)電流波形為振蕩的。

6.4 整機(jī)效率

圖30為在滿載情況下，整機(jī)效率隨交流輸入電壓變化而變化的曲線。通過(guò)對(duì)效率變化曲線的分析可知，當(dāng)220 Vrms交流輸入時(shí)，此時(shí)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)效率可為達(dá)到90.8%，符合設(shè)計(jì)要求，而205 Vrms輸入時(shí)，其最高效率可以達(dá)到91.5%。

因此，相較于傳統(tǒng)的兩級(jí)式LED驅(qū)動(dòng)電路效率低的問(wèn)題，所提出的單級(jí)無(wú)橋Sepic諧振電路一方面通過(guò)無(wú)橋整流和開(kāi)關(guān)管復(fù)用的方式減少了導(dǎo)電回路半導(dǎo)體功率器件的數(shù)目，減小導(dǎo)通損耗；另一方面實(shí)現(xiàn)了功率器件軟開(kāi)關(guān)，減小開(kāi)關(guān)損耗，從而提高了電路轉(zhuǎn)換效率，而根據(jù)圖30所示，在整個(gè)交流輸入電壓范圍內(nèi)，樣機(jī)效率呈現(xiàn)先升后降的趨勢(shì)，效率上升的主要原因是隨著輸入電壓的增加，輸入電流有所減小，進(jìn)而PFC單元導(dǎo)通損耗減小，同時(shí)，由于母線電壓隨著輸入電壓的增加而增加，諧振電流減小，DC-DC半橋LLC電路單元的導(dǎo)通損耗和磁損都減小，所以效率上升；效率下降的主要原因是隨著輸入電壓的增加，復(fù)用開(kāi)關(guān)管的占空比變化越大，諧振電流非對(duì)稱性越嚴(yán)重，磁芯偏磁也越嚴(yán)重，以至損耗增加，另外，直流母線電壓的增加，導(dǎo)致工作頻率也更高，開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷損耗增加，所以效率曲線后面出現(xiàn)下降趨勢(shì)。

7 結(jié) 論

本文提出了一種單級(jí)無(wú)橋Sepic諧振LED驅(qū)動(dòng)電路和APWM-PFM混合控制策略，通過(guò)對(duì)理論進(jìn)行初步分析、利用計(jì)算機(jī)進(jìn)行仿真模擬以及研制實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行驗(yàn)證可以得到如下結(jié)論：

1）無(wú)橋PFC電路單元，可以減少電路導(dǎo)電回路半導(dǎo)體功率器件數(shù)目，減小導(dǎo)通損耗；單開(kāi)關(guān)管無(wú)橋Sepic進(jìn)一步減少功率器件數(shù)目，同時(shí)實(shí)現(xiàn)直流母線電壓可升可降，調(diào)控靈活。

2）單級(jí)電路減少控制電路復(fù)雜度，采用一套控制電路，實(shí)現(xiàn)兩級(jí)電路集成；與LLC諧振軟開(kāi)關(guān)電路結(jié)合，可以實(shí)現(xiàn)功率器件的ZCS和ZVS軟開(kāi)關(guān)，減少了開(kāi)關(guān)損耗，進(jìn)一步提高了電路的效率。

3）采用APWM-PFM混合控制策略，通過(guò)APWM改變占空比實(shí)現(xiàn)限制直流母線電壓變化范圍；同時(shí)混合控制策略平衡網(wǎng)側(cè)特性、直流母線電壓和電路轉(zhuǎn)換效率，限制直流母線電壓范圍、提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)和減小THD。

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（編輯：劉素菊）