微小型金屬殼諧振陀螺靜電激勵(lì)電路設(shè)計(jì)

韋 任,劉 寧,蘇 中,王靖驍,趙文江

(北京信息科技大學(xué)高動(dòng)態(tài)導(dǎo)航技術(shù)北京市重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,北京 100192)

0 引言

微小型金屬殼諧振陀螺(以下簡稱:金屬諧振陀螺)是一種哥氏振動(dòng)陀螺,因其敏感結(jié)構(gòu)諧振子采用合金制成,不僅具有傳統(tǒng)諧振陀螺的慣性品質(zhì),而且具有結(jié)構(gòu)強(qiáng)度高、抗高過載、環(huán)境適應(yīng)能力強(qiáng)和動(dòng)態(tài)范圍寬等特點(diǎn),在極端條件下是重要的角速率測量傳感器[1-5]。金屬諧振陀螺與其他振動(dòng)陀螺相比,由于金屬材質(zhì)的原因需要高頻高壓的激勵(lì)源,因此金屬諧振子的激勵(lì)電路設(shè)計(jì)成為重點(diǎn)研究方向[6]。

王鑫等提出一種基于兩對電極產(chǎn)生靜電力的激勵(lì)方法,得出結(jié)論:當(dāng)直流偏置量和交流信號振幅相等時(shí)激勵(lì)產(chǎn)生的振幅最大[7];周冠卿等研究了基于PZT壓電陶瓷壓電效應(yīng)驅(qū)動(dòng)諧振子的方法[8];樊尚春等提出基于頻域分離法的單端口靜電激勵(lì)—電容檢測方式,利用同一個(gè)電極實(shí)現(xiàn)對諧振子振動(dòng)的激勵(lì)和檢測[9];王劍秋研究了一種基于電磁鐵的電磁激勵(lì)諧振子的方法[10]。目前對諧振子的常見激勵(lì)方式有靜電激勵(lì)、電磁激勵(lì)和壓電激勵(lì)等[11],其中靜電激勵(lì)屬于非接觸式激勵(lì),因此廣泛應(yīng)用于各種諧振陀螺[12]。

本文提出了一種靜電激勵(lì)電路,采用推挽式升壓電路產(chǎn)生正負(fù)高壓。通過直流逆變電路實(shí)現(xiàn)高壓直流逆變?yōu)楦哳l高壓輸出,電壓幅值可達(dá)500 V,頻率為200 kHz,對金屬諧振子施加足夠的靜電力驅(qū)動(dòng)振子諧振,維持主振型的駐波振蕩。通過搭建高壓和直流逆變電路仿真模型,最終確定了電路的最佳性能參數(shù),繪制電路板測試實(shí)際電路效果,驗(yàn)證設(shè)計(jì)的可行性。

1 金屬諧振陀螺原理

1.1 金屬諧振陀螺敏感器件

金屬諧振陀螺敏感器件由金屬諧振子和電極基板組成,如圖1所示。諧振子選用高強(qiáng)度合金材料制成,平面電極采用穩(wěn)定的石英材料加工成型,并對表面進(jìn)行金屬化精密處理。在電極基板上等角度分布16個(gè)電極片,金屬諧振子上有48個(gè)唇沿對應(yīng)各個(gè)角度電極片。振子和電極基板通過內(nèi)部支撐桿完成裝配,調(diào)節(jié)支撐桿高度可精確控制唇沿和電極間距,保證唇沿與平面電極具有微小間隙,形成平面電容對金屬諧振子施加靜電力進(jìn)行驅(qū)動(dòng)和檢測。

圖1 金屬諧振陀螺敏感器件結(jié)構(gòu)圖

1.2 全角模式

全角模式通過幅度調(diào)制把角速率調(diào)制到2個(gè)振動(dòng)模態(tài)的位移,然后進(jìn)行幅度解調(diào)得到進(jìn)動(dòng)角,如圖2所示[13]。a為主振型振幅,b為外界角速率Ω產(chǎn)生的從振型振幅,ω為諧振頻率,因此進(jìn)動(dòng)角α為

(1)

式中k為比例系數(shù)。

圖2 轉(zhuǎn)動(dòng)諧振圖

由式(1)可知,進(jìn)動(dòng)角與旋轉(zhuǎn)角度成線性關(guān)系,進(jìn)動(dòng)角度可以通過解調(diào)x(t)、y(t)實(shí)現(xiàn),因此全角模式可直接得出旋轉(zhuǎn)角度,具有較大的測量范圍。

1.3 靜電力模型

實(shí)際工作中存在阻尼損耗,上述全角模式需要主振型維持恒定駐波。金屬諧振子唇沿和平面電極可視為一對平行電極板,如圖3所示。通過激勵(lì)電路施加電壓,電壓產(chǎn)生靜電力維持主振型的駐波振蕩。

圖3 靜電力驅(qū)動(dòng)

圖3中d為極板目前距離,S為極板相對應(yīng)面積,x為極板初始距離,Δx為諧振子唇沿的形變量。平行極板之間電荷能量E為

(2)

式中:C為平行板間電容;U為平面電極驅(qū)動(dòng)電壓。

靜電力F可表式為

(3)

式中靜電力為方向向下的吸引力,因此為負(fù)。

(4)

式中:Ud為直流電壓幅值;Ua為交流電壓幅值;ωa為交流電壓頻率。

由式(4)可知,靜電力和驅(qū)動(dòng)電壓的平方成正比,因此施加高壓可提供充足的靜電力激勵(lì)金屬諧振子,保持主振型恒定駐波。

2 靜電激勵(lì)電路設(shè)計(jì)

靜電激勵(lì)電路的設(shè)計(jì)需要考慮諸多問題,例如輸出頻率、靜電激勵(lì)的幅值、器件的選型以及陀螺的靈敏度,諧振陀螺靈敏度Sy公式為

(5)

式中:A為激勵(lì)幅值;Q1和Q2分別為驅(qū)動(dòng)和檢測品質(zhì)因數(shù);ωd為驅(qū)動(dòng)角頻率;ωy為驅(qū)動(dòng)模態(tài)固有角頻率;m為諧振子質(zhì)量[14]。

由式(4)可知,通過控制激勵(lì)電壓可控制靜電力大小。由式(5)可知,激勵(lì)幅值A(chǔ)與金屬諧振子的靈敏度Sy成正比,因此高壓可提高諧振陀螺靈敏度。

研究表明:當(dāng)激勵(lì)電壓幅值為500 V,頻率為200 kHz能夠滿足金屬殼諧振子激勵(lì)需求。針對產(chǎn)生高頻高壓的要求,本文采用升壓電路將輸入電壓轉(zhuǎn)化為正負(fù)高壓,驅(qū)動(dòng)電路將控制信號轉(zhuǎn)化為驅(qū)動(dòng)信號,然后將二者輸入逆變電路產(chǎn)生高頻高壓,整體電路框架如圖4所示。

圖4 整體電路框架圖

2.1 升壓電路設(shè)計(jì)

在電路中為了產(chǎn)生正負(fù)高壓,通常采用變壓器結(jié)構(gòu),一方面可實(shí)現(xiàn)多路輸出,調(diào)整匝數(shù)實(shí)現(xiàn)低壓-高壓的轉(zhuǎn)化,另一方面隔離輸入輸出回路,提高系統(tǒng)安全性。變壓器結(jié)構(gòu)中推挽式變壓器效率高、瞬態(tài)性能好并且結(jié)構(gòu)簡單,只需直流穩(wěn)壓源和驅(qū)動(dòng)2個(gè)開關(guān)管,變壓后可實(shí)現(xiàn)雙路輸出,滿足設(shè)計(jì)需求,如圖5所示。

圖5 推挽式升壓電路結(jié)構(gòu)圖

選用DC-DC電源芯片WRF1224S穩(wěn)定輸出24 V電壓,提供芯片輸入電壓和變壓器中間抽頭電壓。變壓器設(shè)計(jì)為推挽式升壓電路,因此采用高壓PWM控制器芯片LM5030。芯片輸出引腳OUT1和OUT分別產(chǎn)生占空比小于50%的PWM波,輸出頻率可由外接電阻調(diào)節(jié),驅(qū)動(dòng)NMOS管N1和N2交替導(dǎo)通在變壓器一次側(cè)施加交變方波電壓。

由于推挽式電路結(jié)構(gòu),當(dāng)一個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)另一個(gè)需承受2倍的輸入電壓,本文輸入電壓為24 V因此選用耐壓大于48 V的開關(guān)管。最后變壓器二次側(cè)升壓后經(jīng)過二極管D1和D2半波整流,C1、C2、R1和R2構(gòu)成阻容濾波平穩(wěn)電壓和濾除毛刺,同時(shí)分成U+和U-兩路高壓輸出,提供直流逆變電路使用。與此同時(shí),為保障輸出持續(xù)穩(wěn)定,設(shè)計(jì)變壓器反饋線圈產(chǎn)生反饋電壓,電壓經(jīng)過反饋電路處理后輸入到控制器芯片的反饋引腳,經(jīng)過內(nèi)部誤差放大后與PWM比較器比較,優(yōu)化輸出引腳占空比,保證輸出電壓穩(wěn)定實(shí)現(xiàn)閉環(huán)調(diào)節(jié)。

2.2 直流逆變電路設(shè)計(jì)

為了將直流高壓轉(zhuǎn)化為正弦高壓,通常采用逆變電路,首先控制信號經(jīng)過隔離后輸入到驅(qū)動(dòng)電路,然后輸出的驅(qū)動(dòng)信號控制逆變器交替通斷,使得高壓交替輸出方波,最后方波經(jīng)過濾波電路最終實(shí)現(xiàn)輸出高壓正弦波形,電路設(shè)計(jì)如圖6所示。

圖6 直流逆變電路設(shè)計(jì)圖

控制信號采用單片機(jī)輸出的4路PWM波,因電路后端驅(qū)動(dòng)高壓輸出,為防止高壓燒毀單片機(jī)設(shè)計(jì)光耦合隔離電路。通過四通道光耦合隔離器,實(shí)現(xiàn)每個(gè)通道互不影響的同時(shí),實(shí)現(xiàn)“電—光—電”之間的轉(zhuǎn)化,使輸出端信號對輸入端信號不產(chǎn)生影響,因此信號抗干擾能力強(qiáng),工作穩(wěn)定性高并且保護(hù)單片機(jī)。由于光耦合隔離器具有延遲時(shí)間,為實(shí)現(xiàn)高頻輸出,設(shè)計(jì)輸入信號PWM1和PMW2互為反相的PWM波,信號經(jīng)過隔離器后再經(jīng)過三極管合并為一列交替信號,輸出到后端柵極驅(qū)動(dòng)器,PWM3和PMW4同理產(chǎn)生與之反相的信號。

經(jīng)過光耦合隔離后的信號電流較低,不能驅(qū)動(dòng)后端NMOS管,因此設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)模塊。設(shè)計(jì)考慮驅(qū)動(dòng)電壓為±500 V,選用最高可耐受600 V高壓的柵極驅(qū)動(dòng)器UCC27714D。通過芯片HI和LI引腳輸入電平和頻率控制HO和LO引腳的輸出,驅(qū)動(dòng)后端NMOS管的通斷,輸出邏輯見表1。

表1 輸出邏輯表

針對高壓和高頻的要求選用IPD70R360P7S,耐壓700 V并且開關(guān)延時(shí)時(shí)間在ns級別的NMOS管。HO和LO交替輸出使NMOS管交替導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)DC-AC逆變,如圖7所示。因NMOS管DG、GS之間存在結(jié)電容,所以并聯(lián)R3、R4和C3組成阻容電路,釋放結(jié)電容存儲(chǔ)的電荷防止NMOS管損壞。通過并聯(lián)快速恢復(fù)型二極管D2可加快NMOS管開關(guān)速度,有益于高頻輸出。半波整流輸出的交變方波由傅里葉展開式(6)可知,其中n為奇數(shù),經(jīng)過濾波電流濾除高次諧波,可輸出高壓正弦波。

(6)

圖7 半波整流濾波電路

3 仿真和檢測結(jié)果

3.1 升壓電路仿真

為了驗(yàn)證升壓電路設(shè)計(jì)可行性,使用EDA軟件建立仿真模型,模型中使用24 V恒壓源代替DC-DC芯片輸出,簡化模型結(jié)構(gòu)。LM5030輸出頻率設(shè)置為70 kHz,變壓器變比為1∶21.7,輸出正負(fù)高壓如圖8所示。推挽式升壓電路可以同時(shí)輸出正負(fù)兩路高壓,電路0～1 ms啟動(dòng)階段無電壓產(chǎn)生;1～5 ms處于RC濾波過程電壓緩慢上升后回歸平穩(wěn);5 ms后電路輸出趨于穩(wěn)定。仿真輸出達(dá)到±500 V,可充分激勵(lì)諧振子提高靈敏度,符合設(shè)計(jì)目標(biāo)。具體穩(wěn)定輸出后紋波電壓如圖9所示。

圖8 正負(fù)電壓輸出

圖9 輸出電壓紋波

由圖9可知,穩(wěn)定輸出后電壓圍繞500 V振蕩,產(chǎn)生紋波電壓為2.96 V,占輸出電壓的0.59%,說明輸出電壓平穩(wěn),符合電路要求。

3.2 直流逆變電路仿真

為了驗(yàn)證直流逆變電路設(shè)計(jì)和物料選型的可行性和準(zhǔn)確性,選擇理想電路器件建立仿真模型,使用恒壓源輸出±500 V電壓,設(shè)置驅(qū)動(dòng)信號的周期為5 μs、脈沖值為3.3 V、脈沖時(shí)間分別為0.8 μs和0.5 μs,開關(guān)管交替導(dǎo)通后產(chǎn)生交變方波高壓,如圖10所示。

圖10 交變方波高壓

由圖10可知,方波的幅值為500 V,頻率為200 kHz以及周期5 μs與驅(qū)動(dòng)信號周期一致,說明符合電路設(shè)計(jì)預(yù)期,可實(shí)現(xiàn)PWM信號控制高頻輸出。模型在仿真5 μs后開始穩(wěn)定輸出方波,在電壓為0 V附近易出現(xiàn)失真,是由于上下開關(guān)管交替導(dǎo)通時(shí)開啟延時(shí)和關(guān)閉延時(shí)造成的問題,對后面低通濾波的結(jié)果也會(huì)產(chǎn)生一定影響,針對該問題可提高開關(guān)管開閉速度進(jìn)行改善,后續(xù)需要進(jìn)一步優(yōu)化。

方波高壓通過低通濾波轉(zhuǎn)變?yōu)檎也?本文通過改變電阻值改變截止頻率,比較200、300、350、400 kHz不同低通截止頻率的濾波效果并與幅值500 V、頻率為200 kHz正弦波進(jìn)行對比,因?yàn)V波過程中會(huì)使得電壓幅值降低,所以200 kHz和300 kHz需要提高輸入電壓保證濾波后輸出達(dá)到500 V,仿真對比結(jié)果見圖11。由圖11中4種濾波效果對比可知,在-300～300 V時(shí)與標(biāo)準(zhǔn)正弦波偏差較小,位于兩端電壓時(shí)偏差較大。為更加量化地對比上述波形圖與幅值500 V正弦波的偏差,計(jì)算每個(gè)時(shí)間點(diǎn)對應(yīng)2條曲線值的差值,然后計(jì)算所有差值平均值占電壓有效值的百分比,不同頻率對應(yīng)參數(shù)和差值百分比結(jié)果如表2所示。

表2 不同截止頻率參數(shù)對比表

由表2可知,隨著截止頻率的上升,差值百分比出現(xiàn)先降低后升高的現(xiàn)象。原因是截止頻率過低導(dǎo)致幅值衰減,輸入電壓增加的同時(shí)有效信號也被過度衰減,頻率過高則不能濾除高次諧波。因此為得到輸出頻率為200 kHz、幅值為500 V的輸出電壓,最佳截止頻率為350 kHz,差值百分比為17.67%,符合預(yù)期設(shè)計(jì)目標(biāo)。

(a)200 kHz濾波后波形圖

(b)300 kHz濾波后波形圖

(c)350 kHz濾波后波形圖

(d)400 kHz濾波后波形圖

3.3 電路測試

根據(jù)金屬諧振陀螺敏感器件,制造樣品如圖12(a)所示。根據(jù)上述仿真結(jié)果說明各部分電路設(shè)計(jì)方案可行,高壓電路采用推挽式升壓電路,直流逆變采用信號源控制半波逆變電路。繪制電路板并裝焊器件如圖12(b)所示。通過示波器、穩(wěn)壓電源、金屬諧振子、測試電路板和信號發(fā)生器構(gòu)建測試系統(tǒng),如圖13所示。

(a)金屬諧振陀螺敏感器件

(b)測試電路板

穩(wěn)壓源提供5 V輸入電壓,信號發(fā)生器模擬單片機(jī)輸入200 kHz方波,觀察示波器輸出波形。測試結(jié)果與仿真一致可實(shí)現(xiàn)200 kHz的高頻正弦輸出。

圖13 整體測試系統(tǒng)

4 結(jié)束語

本文提出了一種金屬諧振陀螺的靜電激勵(lì)電路,利用直流逆變電路對正負(fù)高壓進(jìn)行逆變得到高頻高壓正弦輸出,施加到平面電極激勵(lì)金屬諧振子。通過仿真證明升壓和直流逆變電路設(shè)計(jì)的可行性,經(jīng)過對比不同截止頻率的輸出結(jié)果得出:為了得到頻率為200 kHz、幅值為500 V的高壓高頻輸出,最佳截止頻率為350 kHz,輸出差值百分比為17.67%。最后通過建立測試系統(tǒng)觀測電路板輸出結(jié)果,進(jìn)一步說明方案的實(shí)用性。