電流自均衡的低紋波高增益雙向直流變換器

王克英 黃毅 王子豪 余濤 吳毓峰 潘振寧

（華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510640）

隨著全球能源危機(jī)的加劇，可再生能源的發(fā)展愈顯重要，然而可再生能源具有輸出功率不穩(wěn)定的特點(diǎn)。綜合能源系統(tǒng)作為一種先進(jìn)的能量供應(yīng)模式可以有效解決上述問題［1-3］。在直流綜合能源系統(tǒng)典型拓?fù)渲校瑑δ茈姵赝ㄟ^雙向DC-DC變換器（BDC）連接到高壓直流母線，當(dāng)可再生能源功率不足時需要BDC補(bǔ)充功率缺額，當(dāng)可再生能源功率過剩時需要BDC吸收多余功率，因此儲能單元中的BDC發(fā)揮著維持功率平衡的重要作用。

然而在實際應(yīng)用中，系統(tǒng)的鋰電池儲能輸出電壓一般為直流48 V或更低，遠(yuǎn)小于380 V或以上的高壓直流母線電壓［4］。另一方面，以鋰電池為載體的儲能通常要求低工作電流紋波，以提升工作壽命［5］。因此，作為儲能電池和高壓直流母線之間的連接設(shè)備，綜合能源系統(tǒng)要求BDC具有高電壓增益、低電流紋波和功率雙向流動特性。

針對高電壓增益的需求，文獻(xiàn)［6］提出一種級聯(lián)型Boost變換器，其通過調(diào)整占空比可輕松實現(xiàn)高電壓增益，然而該拓?fù)潆m然結(jié)構(gòu)簡單但是主開關(guān)管依舊具有較大的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)［7］采用了具有高電壓增益的開關(guān)電容與開關(guān)電感技術(shù)，但這類BDC電流紋波大且負(fù)載調(diào)節(jié)有限，并不適用于儲能系統(tǒng)。針對以上問題，文獻(xiàn)［8］通過在開關(guān)電容低壓側(cè)串聯(lián)濾波電感，可以有效抑制變換器的電流紋波，并保持高電壓增益。

在此基礎(chǔ)上，有學(xué)者對耦合電感技術(shù)展開了進(jìn)一步的探索，將耦合電感與濾波電感結(jié)合，并利用耦合電感漏感電流實現(xiàn)了寬輸入電壓范圍內(nèi)的全范圍軟開關(guān)［9］。耦合電感在該類BDC中同時作為低壓濾波電感和變壓器存在，可滿足低電流紋波和高電壓增益的需求。因此耦合電感型BDC在高增益雙向直流變換器的研究中逐漸被重視［10-12］。為進(jìn)一步降低儲能電池電流紋波，文獻(xiàn)［13］在低壓側(cè)采用了兩相交錯耦合電感結(jié)構(gòu)，結(jié)合相應(yīng)的調(diào)制策略，低壓側(cè)電流紋波被有效抑制，低壓側(cè)大電流應(yīng)力也被緩解。

然而受限于工藝技術(shù)，同一型號電力器件實際中也會存在工作參數(shù)不一致的問題，進(jìn)而導(dǎo)致兩相交錯耦合電感的電流不均衡，而耦合電感中的不平衡電流會導(dǎo)致電感的磁芯飽和軟開關(guān)丟失。因此，在變換器磁芯設(shè)計階段需采用更佳的抗磁芯飽和設(shè)計，這會降低變換器的功率密度［14］。此外，也有學(xué)者通過在繞組中增加電流傳感器并使用繞組電流改進(jìn)變換器控制算法，有效避免了磁芯的飽和［15-17］。然而此類方法不但增加了變換器的成本而且增大了控制算法的復(fù)雜度。

基于此，本研究提出一種電流自均衡的高電壓增益低電流紋波寬范圍軟開關(guān)的雙向直流變換器。本研究提出的變換器無需復(fù)雜的控制即可實現(xiàn)電流自動均衡。同時該變換器低壓側(cè)采用交錯耦合電感降低電流紋波，交錯耦合電感同時作為變壓器接入到高壓側(cè)混合鉗位電路中實現(xiàn)更佳的電壓增益。該變換器采用電壓匹配控制策略，這種控制策略實現(xiàn)了功率控制與電壓控制的解耦，降低了變換器的循環(huán)電流，拓寬了低壓側(cè)電壓的工作范圍，并保證了寬輸入電壓范圍內(nèi)的軟開關(guān)。

1 電路結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 電路結(jié)構(gòu)和工作原理

電流自均衡雙向直流變換器等效電路如圖1所示。其中耦合電感L1由原邊繞組Np1、副邊繞組Ns1與勵磁電感Lm1組成；耦合電感L2由原邊繞組Np2、副邊繞組Ns2與勵磁電感Lm2組成，Lk為漏感。VH和VL分別代表高壓直流母線側(cè)電壓和低壓儲能模塊電壓。CL1和CL2為低壓側(cè)鉗位電容，CH1、CH2和CH3為高壓側(cè)鉗位電容。S1-S4為低壓側(cè)開關(guān)管，Q1-Q4為高壓側(cè)開關(guān)管，D1和D2為高壓側(cè)鉗位二極管。iL、iH、i1、i2、ip1、ip2、im1、im2和ileak分別為低壓儲能側(cè)、高壓母線側(cè)、耦合電感L1、耦合電感L2、原邊繞組Np1、原邊繞組Np2、勵磁電感Lm1、勵磁電感Lm2和漏感Lk的電流。VC_L1、VC_L2、VC_H1、VC_H2和VC_H3分別代表CL1、CL2、CH1、CH2和CH3兩端電壓，電壓正極方向由圖1中電容旁正號表示。變換器可工作在升壓和降壓兩種模式，在升壓模式下，功率由低壓側(cè)傳輸至高壓側(cè)，在降壓模式下，功率由高壓側(cè)傳輸至低壓側(cè)。為了便于分析，定義a、b兩點(diǎn)間的電壓為Vab，c、d兩點(diǎn)間的電壓為Vcd。

圖1 電流自均衡雙向直流變換器的等效電路Fig.1 Equivalent circuit of current self-balancing bidirectional DC-DC converter

變換器采用電壓匹配加移相控制策略，共包含移相角φ和占空比D兩個控制變量。電流自均衡變換器信號波形如圖2所示。在圖2（a）和（b）中，當(dāng)Vab相位超前Vcd相位（φ＞0）時，變換器工作在升壓模式下，且隨著移相角的增大變換器由輕載工作狀態(tài)逐漸過渡到額定工作狀態(tài)，輸出功率逐步增大。當(dāng)Vab相位滯后Vcd相位（φ＜0），變換器工作在降壓模式。漏感電流ileak斜率由Vab與Vcd共同決定，調(diào)整移相角φ可以實現(xiàn)對ileak信號波形的調(diào)整。如圖2所示，ileak信號波形實際代表著低壓側(cè)電路與高壓側(cè)電路的功率交換大小與變換器的工作狀態(tài)。

圖2 電流自均衡雙向直流變換器的信號波形Fig.2 Signal waveforms of current self-balancing bidirectional DC-DC converter

本文將以升壓模式-輕載工作狀態(tài)為例，闡述電流自均衡變換器的工作原理。圖2（e）所示為該工作狀態(tài)下變換器的信號波形，其中GS1-GS4和GQ1-GQ4分別為開關(guān)管S1-S4和Q1-Q4的驅(qū)動信號。可以看到，低壓側(cè)開關(guān)管S1（S3）和S2（S4）互補(bǔ)導(dǎo)通，S1與S3占空比均為D，且S3驅(qū)動信號相位滯后S1驅(qū)動信號相位180°。因此低壓側(cè)兩相電流i1與i2相互交錯抵消，從而減小低壓側(cè)電流iL紋波。高壓側(cè)開關(guān)管Q1（Q2）和Q4（Q3）互補(bǔ)導(dǎo)通，Q1與Q2的驅(qū)動信號占空比恒定為0.5，且Q2驅(qū)動信號相位滯后Q1驅(qū)動信號相位φ1，用以保持Vcd與Vab的脈寬一致。

當(dāng)?shù)蛪簜?cè)儲能電池電壓發(fā)生變化，通過調(diào)制低壓側(cè)占空比D，即可實現(xiàn)低壓側(cè)電壓Vab與高壓側(cè)電壓Vcd的幅值匹配，從而抑制ileak斜率并保持ileak信號波形的一致。

在電壓匹配控制下，低壓側(cè)電壓Vab與高壓側(cè)電壓Vcd應(yīng)滿足：

其中，n為耦合電感L1和L2的匝比。Ns1和Ns2為耦合電感L1和L2副邊繞組的繞組數(shù)。Np1和Np2為耦合電感L1和L2原邊繞組的繞組數(shù)。

1.2 模態(tài)分析

根據(jù)圖2（e）所示，變換器在一個周期內(nèi)共包含16個工作模態(tài)。升壓模式-輕載工作狀態(tài)下電流自均衡變換器的主要模態(tài)等效電路如圖3所示，其中虛線表示沒有電流通過的線路，具體分析如下。

圖3 升壓模式-輕載工作狀態(tài)電流的自均衡變換器模態(tài)Fig.3 Different modes of the current self-balancing converter under light-load operation in boost mode

模態(tài)1（t0之前）：高壓側(cè)開關(guān)管Q3和Q4導(dǎo)通，Vcd電壓為-VC_H1。低壓側(cè)開關(guān)管S1和S4導(dǎo)通，Vab電壓為-VC_L2。勵感Lm1通過VL充電，i1線性增大。勵感Lm2、VL共同給CL2充電，i2線性下降。由于電壓匹配技術(shù)的實現(xiàn)，有nVab=Vcd，漏感Lk兩側(cè)電勢差為0，ileak斜率為0，ileak電流保持不變。

因此高壓側(cè)與低壓側(cè)電容電壓滿足如下關(guān)系：

模態(tài)2（t0～t1）：在t0時刻，開關(guān)管S4關(guān)斷。此時，由于i2的存在開關(guān)管S4的結(jié)電容電壓將上升，開關(guān)管S3的結(jié)電容電壓將下降直至為0。

模態(tài)3（t1～t2）：在t1時刻，開關(guān)管S3導(dǎo)通并實現(xiàn)零電壓開關(guān)（ZVS）。低壓側(cè)開關(guān)管S1和S3導(dǎo)通，Vab電壓為0。Vcd電壓為-VC_H1。漏感Lk兩端電壓為正，ileak線性增大直到為0。由于ileak的作用，i1和i2分別線性下降和線性上升。

在模態(tài)2與模態(tài)3期間，ileak滿足：

模態(tài)4（t2～t3）：在t2時刻，ileak線性減小至0，Q4在零電流開關(guān)（ZCS）條件下關(guān)斷。

模態(tài)5（t3～t4）：在t3時刻，開關(guān)管Q1導(dǎo)通，Vcd電壓為0，而Vab電壓也同樣為0。ileak保持不變并維持零電流狀態(tài)。在此過程中，勵磁電感Lm1和Lm2兩端電壓為VL，i1和i2線性增大。

在模態(tài)4與模態(tài)5期間，漏感電流滿足：

模態(tài)6（t4～t5）：在t4時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷。此時，由于i2的存在開關(guān)管S1的結(jié)電容電壓將上升，開關(guān)管S2的結(jié)電容電壓將下降直至為0。

模態(tài)7（t5～t6）：在t5時刻，開關(guān)管S2導(dǎo)通并實現(xiàn)ZVS。低壓側(cè)開關(guān)管S2和S3導(dǎo)通，Vab電壓為VC_L1。Vcd電壓為0。漏感Lk兩端電壓為正，ileak正向線性增大。由于ileak的作用，i1和i2分別線性下降和線性上升。

在模態(tài)6與模態(tài)7期間，漏感電流滿足：

模態(tài)8（t6～t7）：在t6時刻，開關(guān)管Q3關(guān)斷。此時，由于ileak的存在開關(guān)管Q3的結(jié)電容電壓將上升，開關(guān)管Q2的結(jié)電容電壓將下降直至為0。

由于工作模態(tài)具有對稱性，因此只需要分析前8個工作模態(tài)即可完成全模態(tài)的分析。結(jié)合式（5）-（7）可以得到關(guān)鍵時刻漏感電流ileak：

其中T為開關(guān)管的工作周期。

2 電路特性分析

2.1 電壓增益

根據(jù)勵感Lm1與Lm2的伏秒平衡原理，可得低壓側(cè)電容CL1與CL2兩端的電壓與低壓側(cè)儲能接口電壓關(guān)系為

通過高壓側(cè)電容分壓關(guān)系，可以得到高壓側(cè)母線電壓表達(dá)式：

結(jié)合式（2）-（4）和式（9）-（10），可得本變換器電壓增益為

由式（11）可知，電流自均衡變換器的高電壓增益來源于多級電路的電壓增益。變換器低壓側(cè)電路提供基礎(chǔ)電壓增益，該增益由式（9）表示。耦合電感匝比為變換器提供第二級電壓增益，該增益由式（2）-（4）表示。高壓側(cè)電路作為第三級電壓增益，該增益由式（10）表示。

2.2 傳輸功率

如圖2（e）所示，忽略傳輸損耗，本變換器的傳輸功率P可通過Vcd與ileak表示：

其中漏感電流ileak已由式（8）給出，進(jìn)一步結(jié)合式（12）可得升壓模式-輕載工作狀態(tài)的傳輸功率為

同理可得本變換器在其他模式和狀態(tài)下的傳輸功率表達(dá)式，如表1所示。在表1公式的基礎(chǔ)上，基于Matlab平臺繪制了不同模式和狀態(tài)下傳輸功率P隨移相角φ和占空比D變化的曲面（見圖4（a）），其中曲面顏色越淺表示正傳輸功率越大?？梢姳咀儞Q器在移相角φ＞0時具有正的傳輸功率，而在移相角φ＜0時具有負(fù)的傳輸功率，因此本變換器可方便地實現(xiàn)傳輸功率方向的控制。另一方面，本變換器在不同模態(tài)和狀態(tài)下，傳輸功率P與移相角φ都具有良好的單調(diào)性與斜率，因此反饋控制單元在此功率曲面上可方便地實現(xiàn)傳輸功率的大小控制。圖4（b）為本變換器的控制框圖，由電壓匹配控制和移相控制組成，圖中Pref表示變換器的目標(biāo)功率。其中占空比D由VH和VL確定，而傳輸功率由移相角φ通過比例積分控制（PI）實現(xiàn)獨(dú)立調(diào)節(jié)。因此通過占空比D和移相角φ可以分別實現(xiàn)電壓匹配控制和功率控制，從而實現(xiàn)兩種控制的解耦。由于兩種控制解耦，因此通過調(diào)整移相角φ，即使用移相控制方法，便可以靈活控制傳輸功率的方向與大小。

表1 傳輸功率表達(dá)式Table 1 Transmission power expression

圖4 電流自均衡直流變換器功率傳輸曲面與控制框圖Fig.4 Power transfer surface and control diagram of current self-balancing DC-DC converter

2.3 軟開關(guān)特性

電流自均衡直流變換器中開關(guān)管的軟開關(guān)依賴于儲存在耦合電感中的能量。對于低壓側(cè)電路，其依賴于耦合電感一次側(cè)電流i1與i2。對于高壓側(cè)電路，其依賴于耦合電感二次側(cè)電流ileak。

由于電流自均衡變換器運(yùn)行模式具備對稱性，本節(jié)以升壓模式為例對其軟開關(guān)特性展開分析。

如圖1和圖2（e）所示，低壓側(cè)上橋臂開關(guān)管S2在t4時刻關(guān)斷，勵感電流im1達(dá)到最大值且i1與im1相等，較大的相電流i1使開關(guān)管S2體二極管輕易導(dǎo)通，從而實現(xiàn)ZVS。

相對而言，低壓側(cè)下橋臂開關(guān)管S1的ZVS條件是在t8時刻有足夠的反向相電流i1。此時，必須有ip1大于im1，才能產(chǎn)生反向電流進(jìn)而保證S1實現(xiàn)ZVS，此條件較難實現(xiàn)。

因此，對于低壓側(cè)下橋臂開關(guān)管S1與開關(guān)管S3的ZVS條件可以表示如下：

在高壓側(cè)，由圖3和模態(tài)分析過程可知，開關(guān)管Q1與開關(guān)管Q4可以實現(xiàn)ZCS。開關(guān)管Q2與開關(guān)管Q3的開關(guān)情況類似，且均由ileak提供反向電流。與此同時，為了保證Q2與Q3在輕載下的ZVS，漏感能量需要高于結(jié)電容中的能量：

其中，CQ2和CQ3分別為開關(guān)管Q2和Q3的結(jié)電容，VQ2和VQ3分別為開關(guān)管Q2和Q3漏源極間的電壓。

結(jié)合式（14）與式（15），可知耦合電感參數(shù)應(yīng)該滿足：

上述推導(dǎo)說明，當(dāng)勵感Lm與漏感Lk在任意占空比D和移相角φ均滿足式（16）時，電流自均衡直流變換器可實現(xiàn)軟開關(guān)。因此通過耦合電感參數(shù)設(shè)計，電流自均衡直流變換器可實現(xiàn)低壓電壓與變換功率的寬范圍軟開關(guān)。

2.4 電流自均衡機(jī)理

電流自均衡為本變換器的重要內(nèi)容，其具體含義為耦合電感L1與L2的平均電流i1_ave與i2_ave相等。不同于其他使用附加電流傳感器與反饋算法的電流均衡方案，本變換器利用低壓側(cè)鉗位電容CL1和CL2的安秒平衡特性即可實現(xiàn)拓?fù)浼夒娏髯跃狻?/p>

電流自均衡雙向直流變換器的電流自均衡工作原理如圖5所示。圖5（a）和圖5（b）分別為本變換器在t4～t8和t12～t16期間的工作情況，在此期間電流i1和i2分別對鉗位電容CL1和CL2充放電。

圖5 電流自均衡雙向直流變換器電流自均衡工作原理Fig.5 Current self-balancing principle of current self-balancing bidirectional DC-DC converter

圖5（c）示出了在一個開關(guān)周期t4～t8和t12～t16期間低壓側(cè)電流的關(guān)系。由于鉗位電容CL1與CL2只在t4～t8和t12～t16期間被充放電，因此根據(jù)電容的安秒平衡特性，圖中①對應(yīng)的i1與i2曲線積分為0：

其中，iC_L1和iC_L2分別表示流過低壓側(cè)電容CL1和CL2的電流，電流參考方向根據(jù)其電壓取關(guān)聯(lián)參考方向。

im1、im2與ip1、ip2在對應(yīng)時間的積分應(yīng)該相等，即圖中②對應(yīng)im1和im2曲線的積分與圖中③對應(yīng)ip1和ip2曲線的積分相等：

由于耦合電感副邊繞組Ns1和Ns2與漏感Lk串聯(lián)，因此有：

在模態(tài)分析小節(jié)中，對高壓側(cè)漏感電流ileak已進(jìn)行定量分析。由式（8）可知，漏感電流ileak具有對稱性，則對應(yīng)到原邊繞組電流ip1和ip2中，其在對應(yīng)時間的積分相等，即圖中③對應(yīng)曲線的積分面積應(yīng)該相等：

因此，結(jié)合圖中③與圖中②的關(guān)系，圖中②對應(yīng)im1和im2曲線的積分相等。

而由于im1和im2為三角波，其在圖中②對應(yīng)的積分已經(jīng)可以表示出im1與im2的均值，所以im1與im2的平均值相等：

實際上，由于原邊繞組電流ip1和ip2具有對稱性，也即是周期積分為零，因此耦合電感L1電流均值i1_ave等于其勵感電流平均值im1_ave：

結(jié)合式（21）Lm1與Lm2的電流平均值im1_ave與im2_ave相等，則可得證，耦合電感低壓側(cè)的平均電流相等：

2.5 低電流紋波特性

對于使用耦合電感的BDC，低壓側(cè)電流紋波主要來源于兩方面，一方面是低壓側(cè)耦合電感的勵感Lm1和Lm2周期性充放電而引入的紋波電流Δim，另一方面是耦合電感的繞組Np1和Np2與高壓側(cè)電路交換能量而引入的繞組電流ip。電流自均衡雙向直流變換器的低電流紋波特性如圖6所示。圖6（a）示出了本變換器低壓側(cè)拓?fù)潆娐?，由于耦合電感繞組電流ip1與ip2相等，兩繞組電流ip1與ip2相互抵消，不參與低壓側(cè)電流紋波的產(chǎn)生。圖6（b）示出了本變換器低壓側(cè)兩對開關(guān)管GS1-GS2與GS3-GS4的交錯開關(guān)過程，低壓側(cè)耦合電感的勵感電流im1與im2紋波相互交錯抵消，從而實現(xiàn)了低壓側(cè)的低電流紋波特性。

圖6 電流自均衡雙向直流變換器低電流紋波特性Fig.6 Low current ripple characteristics of current selfbalancing bidirectional DC-DC converter

對于無交錯技術(shù)的BDC，其紋波電流即是勵感紋波電流Δim。在t0～t12內(nèi)，勵感電流im線性增大可以計算得到其紋波電流大?。?/p>

對于使用交錯技術(shù)的BDC，其電流紋波由兩交錯im產(chǎn)生。t8～t12內(nèi)，低壓側(cè)電流iL線性增大可以計算得到其紋波電流大小：

定義變換器紋波抑制系數(shù)K為ΔiL與Δim之比，在本變換器的工作區(qū)間內(nèi)可表示為

如圖6（c）所示，本變換器的紋波抑制系數(shù)K，在工作區(qū)間內(nèi)小于0.57，有良好的電流紋波抑制效果。

3 與現(xiàn)有BDC比較

為了突出本變換器的優(yōu)勢，選取相近拓?fù)涞闹绷髯儞Q器作為本研究的比較對象。表2示出了本變換器與文獻(xiàn)［8］、［13］和［17］的參數(shù)比較情況。

表2 與現(xiàn)有BDC的性能比較Table 2 Comparison between the proposed converter and the existing BDCs

對本變換器的優(yōu)勢可以進(jìn)行如下總結(jié)：

1）本研究提出的變換器具有高電壓增益優(yōu)勢：文獻(xiàn)［17］雖然實現(xiàn)了電流的算法均衡，然而4個耦合電感只被用于均流，對提高電壓增益方面沒有發(fā)揮作用。相比文獻(xiàn)［17］，文獻(xiàn)［8］使用了開關(guān)電容實現(xiàn)了2倍電壓增益，然而為了彌補(bǔ)開關(guān)電容的大電流紋波，其需要低壓側(cè)串聯(lián)335 μH大電感抑制電流紋波，無法引入更多磁性原件提高電壓增益。相比文獻(xiàn)［8］，本變換器通過引入低壓側(cè)鉗位電容和交錯耦合電感，在保持電流自均衡的條件下，將耦合電感作為變壓器復(fù)用進(jìn)一步實現(xiàn)了電壓增益的n倍提高。

2）本研究提出的變換器具有低電流紋波優(yōu)勢：文獻(xiàn)［13］雖然與本變換器具有相似電壓增益和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，然而其低壓側(cè)卻有12.60 A的電流紋波，該電流紋波將縮短鋰電池模組的工作壽命。本變換器將變壓器與電感復(fù)用為交錯耦合電感結(jié)構(gòu)，即省去變壓器而增大耦合電感，因此其低壓側(cè)電流紋波為3.27 A，對鋰電池模組更為友好。

3）本研究提出的變換器具有電流均衡優(yōu)勢：雖然文獻(xiàn)［8］與［13］有較優(yōu)的電流紋波和電壓增益，然而卻都未解決電流均衡的問題。文獻(xiàn)［17］雖然實現(xiàn)了電流均衡，然而卻要使用4個大感值耦合電感以輔助算法實現(xiàn)均流，此方案嚴(yán)重限制了BDC的功率密度和高電壓增益。本變換器僅在低壓側(cè)使用鉗位電容配合耦合電感，無需附加傳感器和復(fù)雜控制方法，即可實現(xiàn)電流的自動均衡，對實際的BDC生產(chǎn)更有意義。

4 實驗驗證

為了驗證本變換器的可行性，設(shè)計并制作了一款1 kW的實驗樣機(jī)，如圖7所示。樣機(jī)所用控制器為TMS320F28335，具體實驗參數(shù)如表3所示，其中Lm1、Lm2和Lk的取值由式（16）計算得到，而低壓鉗位電容CL1-CL2與高壓鉗位電容CH1-CH3則以電容電壓紋波小于5%為準(zhǔn)來選定。

圖7 電流自均衡雙向直流變換器實驗樣機(jī)的主電路Fig.7 Main circuit of experimental prototype of current selfbalancing bidirectional DC-DC converter

電流自均衡直流變換器在升壓模式和降壓模式下額定功率的關(guān)鍵波形如圖8和圖9所示。其中圖8為變換器升壓模式下工作波形，圖9為變換器降壓模式下工作波形。

圖8 升壓模式下本變換器額定功率下的信號波形Fig.8 Signal waveforms at rated power of the proposed converter under boost mode

圖9 降壓模式下本變換器額定功率下的信號波形Fig.9 Signal waveforms at rated power of the proposed converter under buck mode

觀察圖8（a）和圖8（c）可知，本變換器可以實現(xiàn)不同輸入電壓下的電壓匹配，保證了n Vab_max=Vcd_max，從而降低了變換器的循環(huán)電流。圖8（b）和圖8（d）驗證了變換器的低電流紋波與電流自均衡特性，可以看到，兩個耦合電感電流i1與i2大小相等且相互交錯，有效地降低了低壓側(cè)總電流iL的電流紋波。此外，對比圖8和圖9可以發(fā)現(xiàn)，本變換器在升壓模式和降壓模式中工作波形基本類似，其不同點(diǎn)僅在于兩種模式中移相角大小和電流方向相反。實驗結(jié)果表明，本變換器可通過移向角控制功率傳輸方向。

電流自均衡直流變換器在額定功率下軟開關(guān)波形如圖10所示，由于S1（S2）和S3（S4）軟開關(guān)條件一致，故此處僅給出開關(guān)管S3和S4軟開關(guān)波形，其中包括低壓側(cè)開關(guān)管的驅(qū)動信號GS3和GS4以及對應(yīng)的開關(guān)管漏源極電壓VS3和VS4和對應(yīng)的耦合電感電流i2。以圖10（a）為例，開關(guān)管驅(qū)動信號GS3上升沿滯后于開關(guān)管漏源極電壓的下降沿，開關(guān)管實現(xiàn)了零電壓開通。進(jìn)一步，由圖10可知，本變換器不論在升壓模式還是降壓模式，其低壓側(cè)開關(guān)管均可實現(xiàn)零電壓開通，從而保證變換器的高效運(yùn)行。

圖10 額定功率下不同模式低壓側(cè)的開關(guān)管ZVSFig.10 Low-voltage side MOSFET ZVS in different modes at rated power

電流自均衡直流變換器在額定功率下軟開關(guān)波形如圖11所示。由于Q1（Q2）和Q4（Q3）軟開關(guān)條件一致，故此處僅給出開關(guān)管Q1和Q2軟開關(guān)波形。以圖11（a）為例，開關(guān)管漏源極電壓VQ1上升沿滯后于漏感電流ileak置零時刻，開關(guān)管實現(xiàn)了零電流關(guān)斷。以圖11（b）為例，開關(guān)管驅(qū)動信號GQ2上升沿滯后于開關(guān)管漏源極電壓的下降沿，開關(guān)管實現(xiàn)了零電壓開通。進(jìn)一步，由圖11可知，本變換器不論在升壓模式還是降壓模式，其高壓側(cè)開關(guān)管均可實現(xiàn)零電壓開通或零電流關(guān)斷，從而保證變換器的高效運(yùn)行。

圖11 額定功率下不同模式高壓側(cè)的開關(guān)管軟開關(guān)Fig.11 Different modes of high-voltage side MOSFET soft switch at rated power

5 結(jié)論

本研究提出了一種電流自均衡的耦合電感型低電流紋波高電壓增益雙向直流變換器。首先介紹了本變換器的電路特性和工作原理并分析了經(jīng)典的工作模態(tài)。接著詳細(xì)論述了其電壓增益、傳輸功率、軟開關(guān)、電流自均衡機(jī)理與低電流紋波特性。最后，設(shè)計了一款1 kW實驗樣機(jī)。通過理論分析和樣機(jī)實驗，可以得出如下結(jié)論：

（1）本變換器通過交錯耦合電感技術(shù)的使用，可以實現(xiàn)高電壓增益、低電流紋波、軟開關(guān)特性和功率雙向流動的綜合。

（2）本變換器通過低壓側(cè)鉗位電容，無需附加測量單元和復(fù)雜控制算法，即可實現(xiàn)低壓交錯電流的自動均衡。

（3）本研究提出的自動均流方案具有良好的拓展性，只需要擴(kuò)展高壓側(cè)電路或者低壓側(cè)電流通道，即可在保持均流的前提下實現(xiàn)更高的電壓增益和更低的電流紋波。