基于制冷控制器的在軌變頻方案設計

田 園，李寅龍，謝妮慧，史翠紅，翟耘萱，劉 成

（北京空間機電研究所，北京 100094）

0 引言

空間制冷控制系統(tǒng)一般由制冷機、測溫裝置、控制器等組成，通過控制器控制制冷機驅(qū)動電壓的輸出頻率可使系統(tǒng)提供符合要求的溫度環(huán)境。在紅外光學遙感領域，配有大功率空間低溫斯特林制冷機的空間制冷控制系統(tǒng)[1-4]的應用日趨普遍：系統(tǒng)可為紅外探測器和其他光電器件等被控對象提供可靠冷源，降低被控對象的工作溫度，減少熱噪聲，屏蔽和排除視場外的熱干擾，從而保證被控對象的工作穩(wěn)定和可靠性。同時，受到制冷機大功率驅(qū)動的影響，空間制冷控制系統(tǒng)的工況也變得更加復雜。目前針對空間制冷控制系統(tǒng)在軌期間的制冷控制已多有研究：為了應對大功率斯特林制冷機產(chǎn)生不平穩(wěn)大超調(diào)的啟動電流，李文然提出一種具有啟動電流反饋功能的緩啟動方式，可使啟動電流均勻平穩(wěn)無超調(diào)，啟動電流峰值抑制約50%[5]；陳國邦等提出在使用大功率斯特林制冷機的制冷控制系統(tǒng)中采用光耦隔離的驅(qū)動電路設計[6]，但是在高軌道環(huán)境下的光輻照條件不太理想，一部分載流子使用期縮短引起光通量變小，從而導致光電耦合器件的發(fā)光源性能明顯下降，也進一步影響了光電轉(zhuǎn)換效率；Mungan[7]采用有符號的全周期正弦波作為調(diào)制波生成SPWM（正弦脈寬調(diào)制）驅(qū)動信號，該方法需要將完整正弦波的離散化采樣點存儲到片外的EEPROM 中，使用時通過設定的存儲器地址讀取需要的正弦值，因此FPGA 資源占用率高且對于驅(qū)動電壓輸出頻率的設計仍采用傳統(tǒng)方式；TAI[8]在線性斯特林制冷機基礎上，通過對SPWM 波生成方法、逆變電路中MCU 時鐘頻率及濾波電路中截止頻率、電容和電感等多個參數(shù)的分析，得到了開關數(shù)和頻率精度之間的關系。截至目前，以上及相關研究都是建立在制冷機在軌期間以固定頻率輸出驅(qū)動電壓的基礎上，而該傳統(tǒng)模式已無法滿足復雜工況下的制冷需求，因此迫切需要設計一種在軌實時變換制冷控制器驅(qū)動電壓輸出頻率的方案。

針對某型號任務空間大功率斯特林制冷系統(tǒng)實現(xiàn)在軌變頻以及頻率精度需滿足0.1 Hz 的系統(tǒng)設計要求，本文提出控制器FPGA 的選取和軟件設計方案，將在軌變頻的目標功能分解為自動變頻和指令變頻兩種工作模式，并實現(xiàn)兩種模式的交互，最后對該方案進行仿真和試驗驗證。

1 控制器FPGA 工作原理

空間制冷控制器FPGA 的軟件主要由制冷工作模式模塊、驅(qū)動模塊和遙控遙測模塊3 部分構(gòu)成，其工作原理如圖1 所示。

圖1 空間制冷控制器FPGA 軟件工作原理Fig.1 Working principle of FPGA software of space refrigeration controller

制冷工作模式模塊有上電緩啟、溫度閉環(huán)和電壓開環(huán)3 種工作模式。上電緩啟即按照一定緩啟方式讓驅(qū)動電壓從0 緩慢增大到目標值。溫度閉環(huán)是以特定溫度作為目標值，AD 采集的實時溫度作為反饋值，做PID 閉環(huán)控制。將工作模式切換到溫度閉環(huán)的方式有2 種：在上電緩啟過程中，當反饋溫度進入精測區(qū)時，工作模式自動切換到溫度閉環(huán)；或者通過發(fā)送指令直接進入溫度閉環(huán)工作模式。電壓開環(huán)是通過發(fā)送指令使工作模式模塊一直以某一固定電壓值輸出，直到工作模式被切換或電壓開環(huán)的目標值被改變。以上3 種工作模式都會輸出相應的驅(qū)動電壓給驅(qū)動模塊。

驅(qū)動模塊將驅(qū)動電壓轉(zhuǎn)換成4 路SPWM 波輸出給H 橋的4 個橋臂，通過控制這4 個橋臂的通斷即可實現(xiàn)對制冷機電機的驅(qū)動控制。該轉(zhuǎn)換過程為：基于查找表（LUT）法生成1/4 周期復用的正弦調(diào)制波，將等腰三角波作為載波與其進行比較，在2 個波形的自然交點時刻，通過控制4 路SPWM 波的高/低電平實現(xiàn)對H 橋4 個橋臂的通斷控制。

遙控遙測模塊是實現(xiàn)FPGA 與綜合電子通信的模塊。FPGA 一方面接收由綜合電子通過CAN總線下發(fā)的工作模式、正弦調(diào)制波頻率、遙測輪詢等遙控指令，并對指令進行解析和執(zhí)行；另一方面，F(xiàn)PGA 也會通過CAN 總線把表征制冷控制器工作狀態(tài)的遙測數(shù)據(jù)發(fā)送給綜合電子。

空間大功率斯特林空間制冷系統(tǒng)在軌運行期間，若可以通過發(fā)送遙控指令的方式對輸出SPWM波的頻率進行變頻設置，則可以改變制冷機的驅(qū)動狀態(tài)，從而滿足更為復雜工況下的制冷需求。

2 FPGA 的選用

制冷控制器在軌中長時間加電運行，受空間環(huán)境高能帶電粒子輻射的影響，基于SRAM 技術的FPGA 的LUT 存儲單元可能會發(fā)生單粒子翻轉(zhuǎn)（SEU）而導致邏輯功能紊亂。為此，國外從20 世紀70 年代末就展開了大量相關研究，其中：Srinivas 等對SRAM 型FPGA 的抗單粒子效應設計提出一種基于FPGA 布局布線的可靠性設計方法[9]；Hall 等進一步研究了FPGA 的局部重配置技術[10]；Vijay 等提出了宇航級反熔絲型FPGA 的加固設計措施，如設計采用多重冗余可靠性手段，將時序觸發(fā)替換為組合觸發(fā)等[11]。相比基于鎖存器原理的SRAM 型FPGA，反熔絲型FPGA 由于其存儲原理完全不同而很難發(fā)生通過簡單的電離輻射改寫邏輯單元的情況，從而具有較好的抗單粒子鎖定和翻轉(zhuǎn)的能力。此外，應用三模冗余、時間冗余，以及錯誤檢測與糾正等電路結(jié)構(gòu)設計加固方法，也可解決電子元器件發(fā)生SEU 的問題。

基于以上考慮，最終選用ACTEL 公司的反熔絲型FPGA（A54SX72A-1CQ208B）。然而其并非對SEU 免疫，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)也存在SEU 敏感部位。為此，在FPGA 軟件中設定了對工作模式數(shù)據(jù)及溫度目標值進行三模冗余處理，以進一步提高制冷系統(tǒng)的可靠性。

3 指令變頻和自動變頻的FPGA 實現(xiàn)

根據(jù)實際任務需要，基于FPGA 的工作原理，設計采用發(fā)送遙控指令的方式實現(xiàn)空間制冷控制器在軌變換SPWM 波頻率的功能，并將其分解為自動變頻和指令變頻2 種工作模式。設計思路為：基于沖量等效原理，在正弦調(diào)制波和三角載波的自然交點時刻，通過比較2 種波的數(shù)值大小，控制H 橋4 個橋臂的通斷，生成SPWM 波；然后應用迭代除法分別實現(xiàn)頻率精度1 Hz 和0.1 Hz 的指令變頻，通過狀態(tài)機2 種狀態(tài)交替轉(zhuǎn)移的方式實現(xiàn)自動變頻。

指令變頻模式和自動變頻模式都是以發(fā)送遙控指令給FPGA 的方式實現(xiàn)，二者的區(qū)別在于通過指令發(fā)送的關鍵信息不同：指令變頻模式下，發(fā)送的是模式標記和指令碼值；自動變頻模式下，發(fā)送的是模式標記，自動變頻區(qū)間上、下限，以及步長。這些關鍵信息都作為輸入信號給到變頻模塊，表征當前頻率的遙測數(shù)據(jù)作為輸出信號被最終顯示在單檢臺上。變頻模塊的輸入輸出接口如表1 所示，其中，所有接口的類型都是Std-logic。

表1 變頻模塊輸入輸出信號接口Table 1 Input and output signal interfaces of frequency conversion modules

本文中FPGA 軟件所采用的時鐘周期為20 MHz（50 ns），正弦調(diào)制波采用查找表法和1/4 正弦周期復用的方式生成[12-14]，且每1/4 周期的點數(shù)為25 個，基于以上參數(shù)設置SPWM 波的頻率為

式中：A為頻率常數(shù)，它與頻率是一一對應的關系（如表2 所示）；25×4 為一個完整正弦周期的點數(shù)。

表2 頻率和頻率常數(shù)對應關系Table 2 Correspondence between frequency and frequency constant

3.1 指令變頻的FPGA 實現(xiàn)

指令變頻模式下，通過遙控指令發(fā)送模式標記和頻率數(shù)值給FPGA，以便其按照該頻率輸出SPWM 波。

當正弦調(diào)制波的頻率精度為1 Hz 時，設C為頻率基數(shù)，M為指令碼值，則A和C之間的關系為

通過設置適當?shù)腃值，可使M與頻率數(shù)值相等，例如：要將SPWM 波輸出頻率設置為80 Hz，則需在上位機發(fā)送碼值為80 的指令字。這樣的設計所見即所得，可以極大簡化實際操作?；谠撛O計思路，將式(2)的M替換為當前頻率Fre，即A=C/Fre，代入式(1)，可得 SPWM 波當前頻率Fre 和對應的頻率基數(shù)C之間的關系

可計算得出C=200000。該數(shù)值的大小與FPGA 時鐘周期和正弦調(diào)制波1/4 周期的點數(shù)相關。

當正弦調(diào)制波的頻率精度為0.1 Hz 時，將式(2)代入式(1)得

根據(jù)式(1)，當Fre 為75 Hz 時，頻率常數(shù)A為2666。當選取頻率基數(shù)C為26660 時，根據(jù)式(4)可得M和Fre 的對應關系如表3 所示，可知：頻率的精度約為7.51 Hz，遠大于要求的頻率精度0.1 Hz。因此，當C=26660 時，不能滿足精度要求，需繼續(xù)增加頻率基數(shù)位數(shù)。

表3 頻率基數(shù)為26 660 時，指令碼值和頻率對應關系Table 3 Correspondence between instruction code values and frequencies when the frequency base is 26 660

選取頻率基數(shù)C為266600，此時M與Fre 的對應關系如表4 所示，可知：頻率的精度約為0.79 Hz，仍大于要求的頻率精度0.1 Hz。因此，當C=266600時，不能滿足精度要求，仍需要繼續(xù)增加頻率基數(shù)位數(shù)。

表4 頻率基數(shù)為266 600 時，指令碼值和頻率對應關系Table 4 Correspondence between instruction code values and frequencies when the frequency base is 266 600

選取頻率基數(shù)C為2666000，此時M與Fre的對應關系如表5 所示，可知：頻率的精度在0.07～0.09 Hz 之間，小于要求的頻率精度0.1 Hz，可以滿足精度要求。

表5 頻率基數(shù)為2 666 000 時，指令碼值和頻率對應關系Table 5 Correspondence between instruction code values and frequencies when the frequency base is 2 666 000

正弦調(diào)制波是由1/4 周期曲線復用得到的，本文中正弦調(diào)制波的1/4 周期點數(shù)為25，其分布如圖2 所示，其中，兩點之間的時間間隔為C/M個時鐘周期。由表5 可知，當C=2 666 000、M=1000 時，正弦調(diào)制波的頻率為75 Hz，可以滿足精度要求。

圖2 正弦調(diào)制波1/4 周期點數(shù)分布Fig.2 Quarter-period point distribution of sinusoidal modulation wave

在指令變頻模式的FPGA 軟件程序的設計上所采用的方法是：用頻率基數(shù)C（2 666 000）循環(huán)減指令碼值M（1000），直到當C＜M時，將C的值賦為0；當C的值為0 時，又被重新賦值為2 666 000，C的值從2666000 到0 的時間正好為2666 個時鐘周期，這樣就實現(xiàn)了兩個點之間的時間間隔即時；將兩點之間的時間間隔擴充為25 個點即1/4 周期正弦調(diào)制波的時間是50×10-9×2666×25 ns，進一步擴充為一個完整正弦調(diào)制波周期的時間為50×10-9×2666×25×4 ns，從而得到了該正弦調(diào)制波的頻率為75 Hz。

3.2 自動變頻的FPGA 實現(xiàn)

自動變頻模式下，通過遙控指令發(fā)送模式標記，自動變頻區(qū)間上、下限，以及步長等關鍵信息給FPGA，使其輸出SPWM 波的頻率在一定區(qū)間范圍內(nèi)往復變化，且每檔頻率持續(xù)時間可設。

頻率常數(shù)A在變頻區(qū)間范圍內(nèi)往復變化，步長和每檔頻率持續(xù)時間均可設置。例如：設自動變頻區(qū)間的上限為85 Hz，下限為75 Hz，精度為0.1 Hz，每檔頻率持續(xù)時間為15 min，根據(jù)式(1)，則對應到A的變頻區(qū)間為[2354, 2666]。自動變頻模式下，部分頻率常數(shù)A和頻率Fre 以及遙測碼值M的對應關系如表6 所示，可知：當步長為±3 時，可滿足頻率精度為0.1 Hz 的系統(tǒng)設計要求。

表6 自動變頻模式下頻率常數(shù)與頻率、遙測碼值的對應關系Table 6 Correspondence between frequency constants and frequency and telemetry code values in automatic frequency conversion mode

自動變頻模式在FPGA 軟件程序的設計上采用的方法是：通過狀態(tài)機的兩個狀態(tài)phase0 和phase1 的交替轉(zhuǎn)移，完成頻率常數(shù)A在變頻區(qū)間[2354, 2666]上的往復變化。A的上電初始值是2354，狀態(tài)機的初始態(tài)是phase0，在phase0 狀態(tài)下，A以每15 min 增加3 的速度從2354 增至2666；狀態(tài)機在收到“頻率常數(shù)A≥2666”輸入事件時，達到狀態(tài)轉(zhuǎn)移條件，系統(tǒng)轉(zhuǎn)移到phase1 狀態(tài)，并執(zhí)行頻率常數(shù)A=2663 的動作；在phase1 狀態(tài)下，A以每15 min 減小3 的速度從2663 減至2354；狀態(tài)機在收到“頻率常數(shù)A≤2354”輸入事件時，達到狀態(tài)轉(zhuǎn)移條件，系統(tǒng)轉(zhuǎn)移到phase0 狀態(tài)，并執(zhí)行頻率常數(shù)A=2357 的動作。自動模式下狀態(tài)機的工作原理如圖3 所示。

圖3 自動變頻模式下狀態(tài)機工作原理Fig.3 Working principle of state machine in automatic frequency conversion mode

將上述程序設計用VHDL 編碼實現(xiàn)，使用ModelSim 軟件仿真得到頻率常數(shù)A在變頻區(qū)間[2354, 2666]的往復變化（如圖4 所示）。通過A的循環(huán)變化，實現(xiàn)了SPWM 波的頻率在上限85 Hz 和下限75 Hz 之間的往復變化。

圖4 頻率常數(shù)A 在變頻區(qū)間[2354, 2666]上往復變化仿真結(jié)果Fig.4 Simulation results of frequency constant A reciprocating in the frequency conversion interval of[2354, 2666]

3.3 兩種模式之間交互的FPGA 實現(xiàn)

制冷控制器上電之后默認為自動變頻工作模式，可通過發(fā)送遙控指令設置為指令變頻工作模式。交互部分的設計[15-18]遵循以下原則：從指令模式切換到自動模式時，為了消除因為頻率突變而引發(fā)制冷機的撞缸風險，需要將指令模式下的頻率常數(shù)賦值給自動模式下的頻率常數(shù)，并將指令模式下的頻率常數(shù)置0；此時，頻率常數(shù)如果大于自動變頻區(qū)間的上限則會執(zhí)行依次-3（步長可調(diào)），直至小于或者等于自動變頻區(qū)間的下限，之后在自動變頻區(qū)間的上下限間往復變化；頻率常數(shù)如果小于自動變頻區(qū)間的下限則會執(zhí)行依次+3（步長可調(diào)），直至大于或者等于自動變頻區(qū)間的上限，之后在自動變頻區(qū)間的上下限間往復變化。兩種模式之間交互部分的流程設計如圖5 所示。

圖5 兩種模式間的交互設計示意Fig.5 Schematic diagram of the interaction design between two modes

在自動變頻模式下，將指令變頻的頻率基數(shù)等關鍵信號賦上初始值，以確保自動變頻模式切換到指令變頻模式時各寄存器的狀態(tài)保持正常。在指令變頻模式下，不必將自動變頻的頻率常數(shù)恢復初始值，當切換到自動變頻模式時，直接輸出當前頻率常數(shù)對應SPWM 波的頻率即可。

4 仿真結(jié)果與試驗驗證

4.1 仿真結(jié)果

通過FPGA 仿真軟件ModelSim，將激勵文件的時鐘周期設置為20 MHz，正弦調(diào)制波采用查找表法和1/4 正弦周期復用的方式生成，且每1/4 周期的點數(shù)設置為25；在激勵文件中以發(fā)送遙控指令的方式設置模式標記，自動變頻區(qū)間上、下限，以及步長等關鍵信息給FPGA，將自動變頻模式的變頻區(qū)間下限設置為50 Hz，上限設置為80 Hz。自動變頻區(qū)間下限的仿真結(jié)果如圖6 所示，上限的仿真結(jié)果如圖7 所示。可見，F(xiàn)PGA 軟件通過接收遙控指令，實現(xiàn)了50 Hz 到80 Hz 自動變頻SPWM 波的輸出。

圖6 自動變頻區(qū)間下限50 Hz 的SPWM 波仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results of 50 Hz SPWM wave as lower limit of automatic frequency conversion interval

圖7 自動變頻區(qū)間上限80 Hz 的SPWM 波仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of 80 Hz SPWM wave as upper limit of automatic frequency conversion interval

同時，通過在激勵文件中發(fā)送遙控指令的方式設置模式標記和頻率數(shù)值給FPGA，使得FPGA 輸出頻率為85 Hz 的SPWM 波，其仿真結(jié)果如圖8所示，可見：FPGA 軟件通過接收遙控指令，實現(xiàn)了在指令變頻模式下輸出相應頻率SPWM 波的功能。

圖8 指令變頻輸出85 Hz 的SPWM 波仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of 85 Hz SPWM wave with command frequency conversion output

4.2 試驗驗證

在空間低溫制冷系統(tǒng)聯(lián)試的驗證平臺，由衛(wèi)星為制冷控制器提供一次供電，由管理控制器通過二級CAN 總線向制冷控制器發(fā)送遙控指令，設置工作模式為自動變頻模式，變頻區(qū)間下限設置為50 Hz，上限設置為80 Hz。經(jīng)測試，80 Hz 的SPWM 波形如圖9 所示，可見其與圖7 中的仿真結(jié)果一致。

ΔX=12.514 ms 1/ΔX=79.91 Hz

通過遙控指令設置工作模式為指令變頻模式，頻率設置為50 Hz，經(jīng)測試，輸出的SPWM 波形如圖10 所示，可見其與圖6 的仿真結(jié)果一致。

圖10 指令變頻50 Hz 的SPWM 波測試結(jié)果Fig.10 Test results of 50 Hz SPWM wave with command frequency conversion

圖10 中生成的SPWM 波為無符號正弦波，其正半周期為正向驅(qū)動電機，負半周期為反向驅(qū)動電機，與仿真圖形的結(jié)果相符。無符號SPWM 波經(jīng)硬件進行擬合后為最終生成的SPWM 波，頻率為50 Hz。

試驗驗證了自動變頻模式和指令變頻模式之間的交互切換功能。基于3.3 節(jié)的交互設計，當由指令變頻模式切換至自動變頻模式時，輸出頻率從當前指令模式下的頻率開始緩變至自動變頻區(qū)間，之后在自動變頻區(qū)間的上下限之間往復變化；當由自動變頻模式切換至指令變頻模式時，輸出頻率由當前自動變頻模式下的頻率值，緩變至指令變頻模式下的目標值?；谀Ｊ浇换r的頻率緩變設計，實現(xiàn)了在模式切換時未發(fā)生因為頻率突變而導致的制冷機撞缸現(xiàn)象。

5 結(jié)束語

本文針對空間制冷控制系統(tǒng)在軌運行期間，控制器輸出SPWM 波的頻率固定不變，無法滿足大功率制冷機復雜工況下制冷需求的問題，提出在軌變頻設計方案，即通過發(fā)送遙控指令對制冷控制器進行設置，使其輸出的SPWM 波實現(xiàn)在軌變頻。首先根據(jù)實際需要，采用反熔絲型FPGA 并進行了三模冗余處理；繼而設計了自動變頻和指令變頻兩種工作模式并實現(xiàn)了兩種模式的交互；最后通過仿真和系統(tǒng)聯(lián)試試驗驗證了該方案的正確性和可行性。本文中的設計方案已應用于多個在軌紅外光學相機的制冷控制器中，該變頻策略得到了在軌驗證。