新型高增益開(kāi)關(guān)電容Zeta式DC-DC變換器

楊子鑫，陳忠華

（遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105）

0 引言

目前，光伏發(fā)電是最具可持續(xù)發(fā)展特征的新型綠色能源之一。由于光伏電池板輸出電壓較低，不能直接應(yīng)用到并網(wǎng)逆變器直流負(fù)載。因此，需要利用DC-DC變換器將較低的電壓升高，提高傳統(tǒng)DC-DC變換器的電壓增益成為近幾年研究熱點(diǎn)[1-2]。

傳統(tǒng)Boost變換器的電壓增益與占空比成正比，但高占空比會(huì)導(dǎo)致變換器的效率降低，同時(shí)功率器件的輸出電壓應(yīng)力也會(huì)增加。文獻(xiàn)[3]、文獻(xiàn)[4]通過(guò)加入開(kāi)關(guān)電容提升電壓增益，但元器件數(shù)量的增多使變換器的導(dǎo)通損耗增加，而且存在電容充放電時(shí)電流較大的問(wèn)題。文獻(xiàn)[5]～文獻(xiàn)[7]加入耦合電感倍壓結(jié)構(gòu)，利用副邊給倍壓電容儲(chǔ)能，不僅減小了電容儲(chǔ)能時(shí)的電流沖擊，又改善了電壓增益。文獻(xiàn)[8]～文獻(xiàn)[12]將耦合電感與倍壓電容組合，把電容-二極管支路既當(dāng)做鉗位吸收支路，減小開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力，又做電容倍壓支路，提升變換器電壓增益。

本文提出一種高增益Zeta變換器，通過(guò)調(diào)節(jié)耦合電感的匝比N提升變換器的電壓增益。同時(shí)將開(kāi)關(guān)電容中的電容-二極管結(jié)構(gòu)當(dāng)做鉗位支路吸收耦合電感的漏感能量，以此降低寄生電容儲(chǔ)能時(shí)的電流沖擊，減小開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，提高變換器的轉(zhuǎn)換效率。

1 高增益開(kāi)關(guān)電容Zeta變換器構(gòu)成

通過(guò)等效變換Zeta變換器中的二極管-電容結(jié)構(gòu)（diode-capacitor multiplier，DCM），得到等效Zeta變換器，再將兩變換器中的DCM結(jié)構(gòu)進(jìn)行組合，形成開(kāi)關(guān)電容結(jié)構(gòu)，即得到開(kāi)關(guān)電容Zeta變換器。將耦合電感原邊作為開(kāi)關(guān)電容Zeta變換器的前級(jí)電感，副邊與DCM組成耦合電感倍壓?jiǎn)卧?，再與其進(jìn)行并聯(lián)，構(gòu)成新型高增益開(kāi)關(guān)電容Zeta式DC-DC變換器。該變換器中，開(kāi)關(guān)電容的兩個(gè)DCM單元不僅作為鉗位吸收支路，吸收耦合電感的漏感能量，還作為電壓提升支路。變換器拓?fù)溲葑冞^(guò)程見(jiàn)圖1。

圖1 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)變換Fig.1 topology transformation of converter

2 工作原理

2.1 變換器等效電路

變換器等效電路見(jiàn)圖2。

圖2 等效電路Fig.2 equivalent circuit

為便于分析變換器的工作原理，假設(shè)：①所有電容足夠大，忽略紋波效應(yīng)；②耦合電感的耦合系數(shù)k=Lm/(Lm+Lk)，Lm為勵(lì)磁電感，Lk為漏感；③電路中各個(gè)元器件均為理想器件。

2.2 變換器模態(tài)分析

連續(xù)工作模式下，變換器一個(gè)循環(huán)周期內(nèi)有5種工作形態(tài)。變換器主要波形見(jiàn)圖3，5種工作模態(tài)等效電路見(jiàn)圖4。

圖3 變換器主要參量工作波形Fig.3 main parameters of the converter working waveform

圖4 變換器工作模態(tài)等效電路Fig.4 equivalent circuit of converter operating mode

模態(tài)1[t0，t1]：開(kāi)關(guān)管S以及二極管D3導(dǎo)通；輸入電源Vin給勵(lì)磁電感Lm與漏感Lk提供能量，勵(lì)磁繞組中的能量借助副邊繞組n2與電容C2給負(fù)載與電容C0供電；同時(shí)，電源Vin與電容C1串聯(lián)給電感L1進(jìn)行能量的存儲(chǔ)；iD3從t0時(shí)刻開(kāi)始呈線性增加，二極管D3導(dǎo)通。此模態(tài)電流iLm、iLk分別為

模態(tài)2[t1，t2]：漏感能量由二極管D1與D4向電容C1、C4轉(zhuǎn)移，因?yàn)槁└蠰k較小，iLk迅速下降；同時(shí)，電感L1向電容C3充電；在t2時(shí)刻，副邊繞組電流逐步減小至0，二極管D3關(guān)斷，此模態(tài)結(jié)束。此模態(tài)電流iLm、iLk分別為

模態(tài)3 [t2，t3]：電感L1的能量通過(guò)二極管D4向電容C3、C4轉(zhuǎn)移，電感L1的電流iL1逐漸減??；勵(lì)磁繞組的能量經(jīng)由耦合電感的副邊繞組n2向電容C2充電，電感的電流in2逐步線性上升；在放電過(guò)程中，iLm、iLk不斷減小，在t3時(shí)刻，iD1、iD4下降至0，此模態(tài)結(jié)束。此模態(tài)電流iLm、iLk分別為

模態(tài)4 [t3，t4]：僅二極管D2導(dǎo)通；勵(lì)磁電感Lm和電容C1、電感L1串聯(lián)向電容C3、C4充電，通過(guò)勵(lì)磁電感電流iLm持續(xù)減小。此模態(tài)電流iLm、iLk分別為

模態(tài)5[t4，t5]：電源Vin連同電容C1、C3、C4為電感L1儲(chǔ)能，電流iL1線性增大；在t5時(shí)刻，副邊繞組電流下降至0，同時(shí)二極管D2關(guān)斷，此模態(tài)時(shí)間較短暫。此模態(tài)電流iLm、iLk分別為

3 變換器工作性能分析

3.1 電壓增益分析

為便于穩(wěn)態(tài)分析，只考慮模態(tài)1和模態(tài)3。

當(dāng)變換器工作在模態(tài)1時(shí)，由圖4（a）可得

當(dāng)變換器工作在模態(tài)3時(shí)，由圖4（c）可得

基于電感平衡原理得出

由式（19）、式（20）可得電容的電壓為

將式（21）～式（23）代入（14）得到變壓器在理想情況下的電壓增益為

D為0.6時(shí)，電壓增益與匝比N、耦合系數(shù)k的關(guān)系見(jiàn)圖5。由圖5可見(jiàn)，匝比N不變時(shí)，輸出增益隨k增大而增大，反之，輸出增益隨k減小而減小。因此，在設(shè)計(jì)變換器時(shí)，耦合電感應(yīng)盡量做到緊耦合。

圖5 電壓增益GCCM與匝比N、耦合系數(shù)k的關(guān)系（D=0.6）Fig.5 relationship between voltage gain GCCM and turn ratio N，coupling coefficient k (D=0.6)

3.2 占空比丟失

受漏感的影響，變換器的增壓效果通常都低于理想情況。為便于理解，忽略模態(tài)2和模態(tài)5，假設(shè)漏感和電容C1、C2的諧振周期很大，故漏感電流可為直線。圖6為簡(jiǎn)化工作波形，其中ILm、IL1分別為勵(lì)磁電感Lm、L1的平均電流，NIoT為時(shí)間DT內(nèi)漏感增加的電量，IoT為T14時(shí)間內(nèi)通過(guò)二極管D1的電量。T14為t1時(shí)刻到t4時(shí)刻的時(shí)間段。

圖6 簡(jiǎn)化工作波形Fig.6 simplified working waveform

由于在每個(gè)周期內(nèi)，流經(jīng)二極管的平均電流與輸出電流相等，故而單位周期內(nèi)二極管的電量均為IoT。

利用二極管D1、D2電量相等的關(guān)系，可以求出T13和T30。

設(shè)耦合電感原邊電壓為Vy，在T13時(shí)間段有

在T30時(shí)間段內(nèi)有

在T01時(shí)間段內(nèi)有

綜上可得

令km=Lkfs/R，得到實(shí)際電壓增益為

實(shí)際電壓增益與漏感的關(guān)系見(jiàn)圖7。

圖7 實(shí)際電壓增益與漏感的關(guān)系Fig.7 actual voltage gain connection with leakage inductance

由圖7可知，占空比越大，實(shí)際增益越大，隨漏感的增加，實(shí)際增益減小，同時(shí)漏感值較大時(shí)會(huì)導(dǎo)致占空比丟失，影響變換器性能，因此在實(shí)驗(yàn)時(shí)要盡量做到緊耦合，即耦合系數(shù)接近于1。

3.3 電壓應(yīng)力分析

令耦合系數(shù)k=1，得到電容C1、C2、C3、C4的電壓應(yīng)力為

功率器件的電壓應(yīng)力為

電壓應(yīng)力與匝比N的關(guān)系見(jiàn)圖8。

圖8 電壓應(yīng)力與匝比N的關(guān)系Fig.8 voltage stress and turn ratio

從圖8中可知，增加匝比N，開(kāi)關(guān)管S、二極管D1、D4的電壓應(yīng)力逐漸降低，但二極管D2、D3應(yīng)力卻在增加，故而在設(shè)計(jì)變換器耦合電感匝比時(shí)應(yīng)考慮各個(gè)器件應(yīng)力情況。

4 變換器的性能對(duì)比

將本文所提出的新型高增益開(kāi)關(guān)電容Zeta式變換器與基本Zeta變換器、磁集成Zeta變換器[13]、開(kāi)關(guān)電感Zeta變換器[14]，以及磁集成Boost-Zeta組合變換器[15]的性能進(jìn)行對(duì)比，表1為各個(gè)變換器的性能參數(shù)。

表1 變換器性能參數(shù)Tab.1 performance parameters of converter

當(dāng)匝比N為2時(shí)，不同變換器電壓增益與開(kāi)關(guān)管應(yīng)力對(duì)比見(jiàn)圖9、圖10。

圖9 電壓增益對(duì)比Fig.9 comparison of voltage gain

圖10 開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力對(duì)比Fig.10 voltage stress comparison of switchgear

從圖9可見(jiàn)，本文所提Zeta變換器的電壓增益最高。從圖10中可知，本文所提變換器的開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力明顯小于其它變換器，因此，可采用低導(dǎo)通電阻、低電壓等級(jí)的MOSFET搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，有利于減少實(shí)驗(yàn)成本。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為驗(yàn)證理論分析的正確性，搭建了一臺(tái)150 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)見(jiàn)表2，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)見(jiàn)圖11。

表2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)統(tǒng)計(jì)信息Tab.2 statistical information on experimental parameters

圖11 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.11 test sample

圖12 為變換器的輸入輸出電壓，可見(jiàn)，電壓由20 V提升到200 V。圖13為漏感與副邊的電流波形。圖14為功率器件的電壓、電流波形，其中開(kāi)關(guān)管S的電壓約為52 V，遠(yuǎn)小于Vo；二極管D1～D4具備零電流關(guān)斷功能，證明理論分析的正確性和實(shí)用性。

圖12 輸入輸出電壓波形Fig.12 Input-output voltage waveform

圖13 漏感與副邊電流波形Fig.13 leakage sense and secondary edge current

圖14 功率器件的電壓、電流的波形Fig.14 voltage and current of power device

該變換器在不同功率下的參考效率曲線見(jiàn)圖15，變換器最高效率約為95.5%，額定功率時(shí)效率約為94.9%。由此可見(jiàn)，該變換器具有較高的效率可以滿足光伏發(fā)電的要求。

圖15 參考效率Fig.15 reference efficiency

5 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種新型高增益開(kāi)關(guān)電容Zeta式變換器，分析了變換器在連續(xù)工作模式時(shí)的工作模態(tài)，給出性能指標(biāo)數(shù)據(jù)，利用實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性，主要結(jié)論如下。

（1）把耦合電感和開(kāi)關(guān)電容加入到Zeta變換器，利用提升耦合電感匝比進(jìn)一步提高變換器的電壓增益。

（2）由于輸出電壓遠(yuǎn)高于開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力，故可采用低導(dǎo)通電阻、低電壓等級(jí)的開(kāi)關(guān)器件，降低了導(dǎo)通損耗。

（3）利用開(kāi)關(guān)電容中的二極管-電容支路即倍壓鉗位支路，控制了漏感諧振產(chǎn)生的電壓尖峰，使變換器效率得到改善。