一種基于LLC的寬電壓輸出的功率變換器設(shè)計

胡國民 吳方捷

（南京康尼新能源汽車零部件有限公司）

關(guān)鍵字：寬電壓；增益；電壓輸出；變換器設(shè)計

0 引言

LLC作為一種廣泛應(yīng)用的諧振變換器，多應(yīng)用于固定電壓或小范圍輸出電壓可調(diào)的應(yīng)用場景[1]。由于其諧振腔參數(shù)的計算較為復(fù)雜，需要在合適的增益曲線與最優(yōu)的磁性元件設(shè)計之間做出權(quán)衡，這給寬電壓的輸出設(shè)計造成了一定的障礙[2]。

傳統(tǒng)的PFC（功率因數(shù)校正電路）+LLC架構(gòu)的AC-DC變換器通常需要采用可變電壓的前級PFC， 以減小LLC級的增益范圍，這種方案不僅顯著提升成本，還需要PFC與LLC的輸出電壓的協(xié)同控制，整體的控制策略變得復(fù)雜。本文提出一種固定電壓輸入、寬電壓輸出的LLC設(shè)計方案，實現(xiàn)2倍以上的增益變化?？傮w方案成本低，控制策略簡潔可靠。

1 系統(tǒng)工作特性分析

基于優(yōu)化系統(tǒng)架構(gòu)，簡化控制策略的考慮，系統(tǒng)采用模擬PFC +寬電壓輸出LLC，其中PFC輸出恒定的母線電壓，可采用經(jīng)典的整流橋+boost電路實現(xiàn)固定電壓輸出，PFC的輸出電壓與LLC的輸出無需協(xié)同控制[3]。寬電壓輸出由LLC通過調(diào)頻實現(xiàn)2倍以上的增益變化來實現(xiàn)。

1.1 LLC寬電壓輸出的增益特性分析

以全橋LLC為例，電路架構(gòu)如圖1所示。

圖1 全橋LLC拓?fù)浼軜?gòu)

將負(fù)載電阻折算至原邊，可以寫出圖1的傳遞函數(shù)：

因此，得到基于基波分析法的電路直流增益為：

當(dāng)k值固定時，即勵磁電感與諧振電感的比例關(guān)系確定時，直流增益與歸一化頻率的關(guān)系如圖2a所示，可以看到，最高增益隨著Q減小而增加，而且最高增益處的頻點始終小于或等于諧振頻率；而在大于諧振頻率部分的增益，都是隨著Q值的增加而減小，當(dāng)Q值越大，增益隨頻率增加，衰減就越顯著。

圖2 LLC頻率增益特性曲線

這表明，在一個固有諧振腔下，當(dāng)考慮其最高增益時，只需要確保在滿載條件下的增益曲線仍滿足最大增益需求，就能確保變換器在任何負(fù)載條件下均可滿足最高電壓輸出需求；同樣的，針對最低輸出電壓點，需要諧振腔在空載條件下仍然能滿足最低輸出電壓。所以，只需要考慮上述兩個極限工作點可以滿足全電壓范圍的輸出能力需求。

當(dāng)Q值固定時，即負(fù)載條件不變的情況下，增益曲線隨k值變化關(guān)系如圖2b所示。曲線的變化趨勢表明，當(dāng)諧振電感相對勵磁電感越大時，增益曲線越陡峭，增益最大值也越大。

圖2表明，在開關(guān)頻率，負(fù)載情況確定的條件下，可以通過選取合適的k值，找到合適增益曲線，以滿足實際增益要求，理論上，在僅考慮增益時，LLC可以做到相當(dāng)大的增益范圍。而實際上，k值的選取，通常會受到一定的限制。由于諧振電感與變壓器原邊直接串聯(lián)，它們將流過完全相同的電流，由于諧振電感僅用于調(diào)節(jié)電流波形，并不參與向副邊傳遞能量，所以，諧振電感會成為一個“額外的”效率損失。鐵氧體的磁心損耗可以用按如下公式評估：

式中，η表示損耗系數(shù)；a、b分別為大于1的頻率和電感損耗指數(shù)。

當(dāng)諧振電感占勵磁電感比例越大時，諧振電感的磁心損耗占系統(tǒng)總的磁心損耗比例將會增加，因此，電感比例系數(shù)的選取，應(yīng)該在可滿足增益要求的前提下，盡量大。一般情況下，選取比例系數(shù)k＞ 2.5。

1.2 極限工作電壓點的工作模態(tài)分析

首先分析在直流增益大于1時，此時，變換器開關(guān)頻率小于諧振頻率，電流的工作波形如圖3a所示，可以看到，在一個完整的工作周期內(nèi)，僅在陰影部分所示波形的持續(xù)時間內(nèi)，能量從原邊傳遞到副邊。隨著開關(guān)頻率的下降，勵磁電流擺幅增加，陰影部分在周期內(nèi)的時間占比逐漸減小，而在輸出功率保持不變的條件下，原邊諧振電流峰值必然進一步增大。所以，相對諧振點，隨著工作頻率的下降，變壓器和諧振電壓的磁心損耗逐漸增加。變壓器工作在最惡劣工作點。

圖3 極限工作點波形分析

當(dāng)直流增益小于1時，開關(guān)頻率大于諧振頻率，電流工作波形如圖3b所示，可見，在整個開關(guān)周期內(nèi)，原邊都在向副邊傳遞能量。對比諧振工作點，當(dāng)需求輸出電流有效值不變時，即當(dāng)頻率逐漸升高時，陰影部分的有效值需要保持不變，則必然伴隨著諧振電流尖峰的顯著增加，磁心損耗加劇。在恒流工作情況下，最低增益工作點，通常諧振電感磁心損耗最高，承受最大熱應(yīng)力。

2 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計

2.1 整機設(shè)計指標(biāo)

整機設(shè)計指標(biāo)如表1所示。

表1 整機設(shè)計指標(biāo)參數(shù)

2.2 LLC關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

選擇120kHz作為諧振頻率，DC 320V輸出作為諧振點輸出電壓。依據(jù)增益關(guān)系為：

結(jié)合：

1）高工作電壓點的負(fù)載狀況Req；

2）諧振頻率對Lr與Cr的限制；

3）電感比例系數(shù)k的選取原則與限制。

依據(jù)公式得到初定最高增益，通過反復(fù)迭代步驟2～3，可以獲得滿足最大增益要求的Q值，并且在該Q值下，可以獲得最大的電感比例系數(shù)k。顯然，也獲得了在該Q值與k值下的諧振腔參數(shù)。

經(jīng)過以上計算，得到諧振腔參數(shù)，如表2所示。

表2 諧振腔參數(shù)

3 系統(tǒng)實驗結(jié)果分析

3.1 LLC極限工作點實驗結(jié)果與分析

實驗樣機關(guān)鍵物料選型如表3所示。

表3 實驗樣機關(guān)鍵物料選型

實驗條件：常溫條件下，接入可編程交流，設(shè)定AC 220V輸出。

圖4為最高電壓工作點下，驅(qū)動VS開關(guān)管DS VS諧振電流波形，可以觀測到開通時ZVS的實現(xiàn)；在最高直流增益處的工作波形，標(biāo)記部分的時間里，原邊能量沒有向副邊傳遞；在最低直流增益處的工作波形，此時，運行在半載降額工作區(qū)。

圖4 最高輸出電壓點工作波形

3.2 整機關(guān)鍵指標(biāo)測試結(jié)果

如表4所示，分別為DC 220V輸出，DC 320V輸出和DC 470V輸出時，測得的關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)?？梢钥闯?，本設(shè)計在全工作范圍內(nèi)始終保持高效的工作狀態(tài)。其中290V以下低壓輸出時，工作在12A恒流工作區(qū)。

表4 關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)測試結(jié)果

4 結(jié)束語

本文采用模擬方案的固定電壓輸出PFC，配合后級寬電壓輸出LLC實現(xiàn)了2倍以上的增益變化需求。在整個輸出電壓范圍內(nèi)，AC-DC變換器始終保持著較高的效率?？梢姡跐M足合適電感比例系數(shù)條件下，LLC仍然可以被設(shè)計為極寬的輸出電壓，并且在全工作電壓范圍內(nèi)，都可以保持較高的效率。

本方案使得LLC原本工作范圍較窄的缺點得到了顯著的改善，對于寬電壓的LLC設(shè)計有較好的指導(dǎo)意義。