調(diào)頻連續(xù)波激光雷達(dá)及數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈噪聲分析

趙樹(shù)華， 王玉冰， 張明時(shí)， 秦 莉， 宋俊峰， 王立軍

（1.中國(guó)科學(xué)院 長(zhǎng)春光學(xué)精密機(jī)械與物理研究所 發(fā)光學(xué)及應(yīng)用國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，吉林 長(zhǎng)春 130033；2.中國(guó)科學(xué)院大學(xué) 材料與光電研究中心，北京 100049；3.吉林大學(xué) 電子科學(xué)與工程學(xué)院，吉林 長(zhǎng)春 130012；4.鵬城實(shí)驗(yàn)室，廣東 深圳 518055）

1 引 言

激光雷達(dá)具有體積小、分辨率高、抗干擾能力強(qiáng)、低空探測(cè)性能好等特點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于軍事［1］、測(cè)繪［2-5］、自動(dòng)駕駛［6］、安防監(jiān)控［8］等各個(gè)領(lǐng)域。調(diào)頻連續(xù)波（Frequency-Modulated Continuous-Wave， FMCW）測(cè)距方法發(fā)射頻率隨時(shí)間線(xiàn)性變化的激光，回波信號(hào)與本振信號(hào)混頻后產(chǎn)生頻率與距離成正比的中頻信號(hào)，通過(guò)分析中頻信號(hào)的頻率，即可獲得距離和徑向速度信息，具有距離分辨率高、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)勢(shì)。此外，該方法所需的發(fā)射功率極低，通常在毫瓦量級(jí)。

2021年，Shi等利用雙平行馬赫-曾德?tīng)栒{(diào)制器產(chǎn)生啁啾信號(hào)，實(shí)現(xiàn)單邊帶抑制載波調(diào)制的邊帶抑制比和邊帶載波抑制比均大于15 dB，搭建的FMCW激光雷達(dá)系統(tǒng)的測(cè)距分辨率為1.3 cm，測(cè)速分辨率為0.5 m/s［9］。2022年，Zhang等報(bào)道了一個(gè)128×128單元的光柵天線(xiàn)焦平面開(kāi)關(guān)陣列的16 384像素的激光雷達(dá)，通過(guò)迭代學(xué)習(xí)獲得的預(yù)失真電流波形線(xiàn)性調(diào)制，實(shí)現(xiàn)了距離分辨率為1.7 cm的三維成像［10］。2021年，Rogers等報(bào)道了一個(gè)512像素的相干探測(cè)器陣列的FMCW激光雷達(dá)系統(tǒng)，在17 m處實(shí)現(xiàn)了1.8 mm的測(cè)量精度，在75 m的距離上達(dá)到3.1 mm的測(cè)量精度。利用光子和電子單片集成技術(shù)，將密集的光學(xué)外差探測(cè)器陣列與集成的電子讀出體系結(jié)構(gòu)相結(jié)合，探測(cè)器陣列能夠擴(kuò)展到任意大［11］。2017年，Poulton等在300 mm晶圓的CMOS兼容平臺(tái)上制造光學(xué)相控陣激光雷達(dá)，實(shí)現(xiàn)了低成本和緊湊型雷達(dá)片上技術(shù)，在2 m內(nèi)距離分辨率為20 mm［12］。2019年，Zhang等提出了一種基于迭代學(xué)習(xí)預(yù)失真的激光掃頻線(xiàn)性化方法，用于調(diào)頻連續(xù)波光探測(cè)測(cè)距系統(tǒng)，在0.4 m的探測(cè)距離內(nèi)實(shí)現(xiàn)了0.97 mm的距離分辨率［13］。2020年，Riemensberger等報(bào)道了一種基于孤子微梳產(chǎn)生線(xiàn)性啁啾信號(hào)的方法，實(shí)現(xiàn)了30通道并行測(cè)量的FMCW激光雷達(dá)，探測(cè)距離為10 m，距離分辨率為7.9 cm（192.1 THz）至5.9 cm（194.9 THz）［14］。上述激光雷達(dá)實(shí)現(xiàn)了較高的測(cè)速測(cè)距精度，但其數(shù)據(jù)采集方式都是基于商用示波器或數(shù)據(jù)采集卡，并沒(méi)有自制激光雷達(dá)硬件電路。

在FMCW激光雷達(dá)中，以模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器（Analog-to-Digital Converter， ADC）為核心的中頻信號(hào)采集模塊是其關(guān)鍵組件，信噪比（Signalto-Noise Ratio， SNR）、信納比（Signal-to-Noiseand-Distortion ratio， SINAD）和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍（Scatter Free Dynamic Range， SFDR）等參數(shù)是衡量該數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈交流特性的重要指標(biāo)，并且直接決定著FMCW激光雷達(dá)的各項(xiàng)性能［15-16］。SNR反應(yīng)了ADC信號(hào)鏈的噪聲特性，影響著FMCW激光雷達(dá)的探測(cè)距離、動(dòng)態(tài)范圍、抗干擾和虛警概率等性能。然而，目前尚無(wú)針對(duì)FMCW激光雷達(dá)中數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈噪聲特性的研究工作。

本文設(shè)計(jì)了FMCW激光雷達(dá)的數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈，基于該電路搭建了FMCW激光雷達(dá)系統(tǒng)，并且分析了該信號(hào)鏈的噪聲水平，提出降低噪聲的可行方法，能夠?yàn)镕MCW激光雷達(dá)設(shè)計(jì)提供參考。

2 實(shí) 驗(yàn)

本文以現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列（Field Programmable Gate Array， FPGA）芯片為主控制器，利用FPGA芯片的高速邏輯運(yùn)算能力、超強(qiáng)的時(shí)序控制能力和豐富外設(shè)實(shí)現(xiàn)硬件設(shè)計(jì)［17］。

2.1 單端轉(zhuǎn)差分電路

差分信號(hào)可以抑制信號(hào)傳輸路徑中的共模電磁干擾，具備抗干擾能力；并且單端轉(zhuǎn)差分電路作為ADC的緩沖器，與信號(hào)源進(jìn)行了50歐姆阻抗匹配，為模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC10D1000提供高頻、低失真的模擬輸入信號(hào)。本文選用差分放大器LMH6554作為核心器件，單端轉(zhuǎn)差分電路設(shè)計(jì)如圖1所示。其中，電阻R4和電容C7完成交流阻抗匹配，C7實(shí)現(xiàn)輸入信號(hào)的交流耦合，中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)差分放大器由單端信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)椴罘中盘?hào)并由12，13腳輸出，電阻R3，R6進(jìn)行源端50 Ω阻抗匹配，吸收遠(yuǎn)端反射的電磁能量，保證信號(hào)的完整性。

圖1 單端轉(zhuǎn)差分電路Fig.1 Single-ended to differential-ended circuit

2.2 模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換電路

ADC10D1000是一款雙通道10比特的高速ADC，單通道具有1 Gs/s采樣率，其高采樣率有利于獲得高信噪比的頻譜曲線(xiàn)。芯片基于時(shí)間插值原理，在雙邊沿采樣和復(fù)用模式下，使用250 MHz采樣時(shí)鐘能夠?qū)崿F(xiàn)1 Gs/s的采樣頻率，功能設(shè)計(jì)如圖2所示。其中，V5腳為雙邊沿采樣開(kāi)關(guān)，高電平下有效；D6腳為校準(zhǔn)開(kāi)關(guān)，低電平下有效，保證ADC在不同的工作溫度、功率下的測(cè)量精度；Y3腳為滿(mǎn)量程開(kāi)關(guān)，高電平下量程為790 mV。

2.3 網(wǎng)絡(luò)通信接口電路

為提高FMCW激光雷達(dá)的幀率，ADC采集的大量數(shù)據(jù)需要高速傳輸至上位機(jī)并進(jìn)行數(shù)據(jù)處理，所以設(shè)計(jì)了基于TCP/IP協(xié)議的以太網(wǎng)通信接口，具有通信速率快、抗干擾能力強(qiáng)、兼容性好等特點(diǎn)。本文采用的以太網(wǎng)物理層收發(fā)器為KSZ9031RNXIC，是一種完全集成的三速（10BASE-T/100BASE-TX/1000BASE-T）以太網(wǎng)物理層收發(fā)器，使用標(biāo)準(zhǔn)CAT-6非屏蔽雙絞線(xiàn)電纜發(fā)送和接收數(shù)據(jù)，實(shí)現(xiàn)了1000 Mb/s的傳輸速率。以太網(wǎng)通信電路如圖3所示。

2～3，5～8，10～11腳分別連接至千兆以太網(wǎng)連接器HR911130A；36，37腳為SPI通信接口，37腳管理數(shù)據(jù)輸入/輸出，36腳用于MDIO（37）的輸入?yún)⒖紩r(shí)鐘；19～24，27～28，31～33和35腳為RGMII通信接口，進(jìn)行數(shù)據(jù)的輸入/輸出。

圖2 AD轉(zhuǎn)換電路Fig.2 AD conversion circuit

圖3 網(wǎng)絡(luò)通信接口電路Fig.3 Ethernet interface circuit

上述三個(gè)部分，在硬件層面上保證了信號(hào)的處理、數(shù)據(jù)的采集及發(fā)送。單端轉(zhuǎn)差分電路作為ADC的緩沖器，避免ADC的動(dòng)態(tài)阻抗對(duì)信號(hào)造成影響，并且將單端信號(hào)轉(zhuǎn)為差分信號(hào)抑制共模干擾，滿(mǎn)足ADC接口要求，此外還起到阻抗匹配、保證信號(hào)完整性等作用，為ADC電路提供高頻、無(wú)失真的模擬輸入信號(hào)；高性能ADC盡可能真實(shí)地還原了輸入模擬信號(hào)，將連續(xù)的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為離散的、可數(shù)字處理的數(shù)字信號(hào)，該過(guò)程是上位機(jī)做快速傅里葉變換的基礎(chǔ)；網(wǎng)絡(luò)通信接口電路可以實(shí)現(xiàn)千兆的傳輸速率，保障ADC采集的大量數(shù)據(jù)高速、無(wú)誤地傳輸至上位機(jī)，完成頻譜分析等工作。

3 結(jié)果與討論

3.1 ADC信號(hào)鏈測(cè)試

實(shí)驗(yàn)中，F(xiàn)MCW激光雷達(dá)使用的單邊帶調(diào)制器的調(diào)制速率為30 MHz/μs，當(dāng)探測(cè)范圍為150 m時(shí)，最大中頻信號(hào)頻率為30 MHz。根據(jù)香農(nóng)采樣定理，理論上60 Ms/s的采樣率即可重建中頻信號(hào)。另一方面，在過(guò)采樣條件下頻譜分析可以獲得極高的數(shù)據(jù)處理增益，處理增益為，其中fs為采樣率，WB為信號(hào)帶寬。所以，為了最大程度降低底噪水平，ADC信號(hào)鏈的采樣率應(yīng)盡可能高。然而，過(guò)高的采樣率對(duì)數(shù)據(jù)的緩存、傳輸和實(shí)時(shí)處理等提出了極高的要求，會(huì)顯著增加系統(tǒng)的成本和功耗。綜合考慮以上因素，配置ADC的采樣頻率為1 Gs/s。圖4所示為輸入信號(hào)幅度為350 mVp-p、頻率為39.92 MHz時(shí)，ADC采集得到的時(shí)域波形和頻譜曲線(xiàn)。其中，時(shí)域波形清晰地反應(yīng)了測(cè)試信號(hào)的正弦特性；頻譜曲線(xiàn)顯示2～5諧波得到了充分的抑制。降低高次諧波對(duì)信號(hào)測(cè)試的影響，有利于提高ADC的SINAD參數(shù)，體現(xiàn)ADC信號(hào)鏈具有優(yōu)異的交流特性。

圖4 ADC采集波形圖Fig.4 Waveforms acquired by ADC

為了全面表征和分析ADC信號(hào)鏈的交流特性，在不同信號(hào)頻率、不同信號(hào)幅度條件下，測(cè)試了ADC信號(hào)鏈的SNR，SINAD和SFDR。

為了避免頻譜泄露對(duì)頻譜分析的影響，測(cè)試信號(hào)頻率分別為9.887 695 313，19.897 460 94，29.907 226 56，39.916 992 19，49.926 757 81，59.936 523 44，69.946 289 06，79.956 054 69，89.965 820 31和97.534 179 69 MHz；測(cè)試信號(hào)的 峰-峰 值 幅 度 為50～750 mV（-23.97～-0.45 dBFS），以50 mV為步進(jìn)；除非特殊說(shuō)明，本文采用8 192點(diǎn)進(jìn)行快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform， FFT）頻譜分析。

圖5為測(cè)試得到的SNR，SINAD和SFDR的分布。其中，將信號(hào)幅度歸一化至0 dBFS。在關(guān)注的頻率和幅度范圍內(nèi)，SNR與SINAD十分接 近，為37.7～56.4 dB，SFDR為53.1～69.5 dB，3個(gè)參數(shù)均隨著輸入信號(hào)的幅度增大和頻率升高而迅速下降，這意味著系統(tǒng)噪聲在快速升高會(huì)影響系統(tǒng)的交流特性。為了消除噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響，為后續(xù)優(yōu)化設(shè)計(jì)提供理論依據(jù)，需要對(duì)ADC數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的噪聲進(jìn)行理論分析。

圖5 （a） SNR、（b） SINAD和（c） SFDR的柱狀圖Fig.5 Distribution of （a）SNR， （b） SINAD and （c） SFDR

3.2 噪聲分析

ADC數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈的噪聲來(lái)源主要包含熱噪聲、量化噪聲和采樣時(shí)鐘的相位噪聲。

3.2.1 熱噪聲

熱噪聲是由導(dǎo)體中自由電子的布朗運(yùn)動(dòng)引起的，其頻譜密度主要受溫度影響，與頻率無(wú)關(guān)，因此熱噪聲又稱(chēng)為白噪聲。熱噪聲對(duì)于任何輸入信號(hào)均恒定，但是量化噪聲和相位噪聲僅存在于交流情況下，所以可以通過(guò)統(tǒng)計(jì)直流信號(hào)的碼字分布獲得白噪聲強(qiáng)度。實(shí)驗(yàn)中，使用50 Ω負(fù)載端接輸入端口，統(tǒng)計(jì)了16 000個(gè)輸出碼字，如表1所示。

表1 ADC直流特性Tab.1 DC characteristics of ADC

由于熱噪聲是時(shí)間不相關(guān)的，其統(tǒng)計(jì)分布符合高斯分布。如圖6所示，曲線(xiàn)為高斯擬合曲線(xiàn)，其標(biāo)準(zhǔn)差σ=0.59。熱噪聲均方根值為：

圖6 ADC直流特性及高斯擬合Fig.6 DC characteristics of ADC and Gaussian fitting

3.2.2 量化噪聲

圖7為理想N位ADC的傳遞關(guān)系，模擬信號(hào)在±1/2 LSB范圍內(nèi)變化時(shí)，數(shù)字輸出恒定，則產(chǎn)生一定的測(cè)量誤差，這種量化誤差稱(chēng)為量化噪聲。由于量化誤差在±1/2 LSB的范圍內(nèi)平均分布，則量化噪聲的均方根值為：

3.2.3 相位噪聲與時(shí)鐘抖動(dòng)

受溫度變化、供電紋波等因素的影響，采樣時(shí)鐘的相位存在快速、短期、隨機(jī)的波動(dòng)，導(dǎo)致時(shí)域采樣邊沿不穩(wěn)定，即時(shí)鐘抖動(dòng)，在量化交流信號(hào)時(shí)存在一定的測(cè)量誤差，該測(cè)量誤差稱(chēng)為相位噪聲，如圖8所示。相位噪聲主要表現(xiàn)為載波頻點(diǎn)處出現(xiàn)裙邊展寬，系統(tǒng)SNR降低。

圖8 相位誤差與時(shí)鐘抖動(dòng)的關(guān)系Fig.8 Relationship between phase error and clock jitter

分析相位噪聲的來(lái)源可知：輸入信號(hào)的頻率越高、幅度越大，相位噪聲越顯著。在分析相位噪聲強(qiáng)度時(shí)，選擇輸入信號(hào)的幅度最大時(shí)（-0.45 dBFS，750 mVp-p）測(cè)得的SNR數(shù)據(jù)進(jìn)行計(jì)算。

由于熱噪聲、量化噪聲和相位噪聲是彼此不相關(guān)的，所以系統(tǒng)噪聲均方根值的平方等于3種噪聲的均方根值的平方和，即：

其中：vsys，rms為系統(tǒng)總噪聲，vth，rms，vq，rms和vph，rms分別為熱噪聲、量化噪聲和相位噪聲。系統(tǒng)總噪聲可由測(cè)得的SNR數(shù)據(jù)和輸入信號(hào)幅度計(jì)算：

其中Vp-p為輸入信號(hào)的峰-峰值。

根據(jù)式（1）～式（3）即可計(jì)算系統(tǒng)相位噪聲的幅度，并依據(jù)此獲得時(shí)鐘抖動(dòng)的實(shí)驗(yàn)值，如表2所示。另一方面，F(xiàn)PGA設(shè)計(jì)工具Vivado中的混合模式時(shí)鐘管理器（MMCM）IP核提供了精準(zhǔn)的時(shí)鐘抖動(dòng)值，為13.7 ps，作為時(shí)鐘抖動(dòng)理論值。

表2 不同頻率輸入信號(hào)的相位噪聲和時(shí)鐘抖動(dòng)計(jì)算Tab.2 Calculation of phase noise and clock jitter of input signals

圖9所示為信號(hào)幅度為-0.45 dBFS時(shí)，時(shí)鐘抖動(dòng)實(shí)驗(yàn)值隨信號(hào)頻率的變化曲線(xiàn)，時(shí)鐘抖動(dòng)平均值為16.3 ps，稍大于理論值13.7 ps，是由時(shí)鐘走線(xiàn)與相鄰數(shù)據(jù)線(xiàn)產(chǎn)生的電磁串?dāng)_導(dǎo)致的，可以通過(guò)增加走線(xiàn)間距、電磁屏蔽等方法解決。

圖9 不同頻率下時(shí)鐘抖動(dòng)的計(jì)算值與理論值Fig.9 Calculated and theoretical values of clock jitter at different frequencies

由圖9可知，與理論值13.7 ps最為接近的時(shí)鐘抖動(dòng)計(jì)算值為13.29 ps，對(duì)應(yīng)的信號(hào)頻率為79.956 054 69 MHz、幅值為750 mVp-p，此時(shí)系統(tǒng)的噪聲組成如圖10所示。噪聲的主要來(lái)源是采樣時(shí)鐘的相位噪聲，占總噪聲的92.4%。

圖10 噪聲占比Fig.10 Proportion of noises

通過(guò)使用專(zhuān)用的時(shí)鐘芯片降低時(shí)鐘抖動(dòng)，如LTC6950的時(shí)鐘抖動(dòng)為18 fs，由式（3）可計(jì)算當(dāng)對(duì)應(yīng)的信號(hào)頻率為79.956 054 69 MHz、幅值為750 mVp-p時(shí)相位噪聲為0.002 4 mV，與原有相位噪聲（1.77 mV）、熱噪聲（0.457 4 mV）、量化噪聲（0.222 7 mV）相比可忽略；由式（2）可計(jì)算出SNR為51.82 dB，提高8.65 dB，探測(cè)距離提高2.71倍。使用專(zhuān)用時(shí)鐘芯片時(shí)使它靠近ADC芯片，用短而粗的走線(xiàn)，保障信號(hào)的完整性。

通過(guò)提高本振激光功率，使得光子散粒噪聲遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于電子學(xué)噪聲總和，此時(shí)FMCW激光雷達(dá)能夠獲得量子效應(yīng)限制的信噪比水平。然而，所需的本振光功率是需要仔細(xì)計(jì)算的，通常要求散粒噪聲強(qiáng)度（ 2qIB）大于電學(xué)噪聲的10倍：較低的本振功率無(wú)法獲得量子效應(yīng)限制限信噪比水平；較高的本振功率一方面徒增系統(tǒng)功耗，另一方面可能引發(fā)探測(cè)器的非線(xiàn)性效應(yīng)。

3.2.4 引入數(shù)字濾波

為了降低相位噪聲對(duì)測(cè)試結(jié)果的影響，引入了簡(jiǎn)單的數(shù)字濾波器，即將載波頻率±4.88 MHz范圍內(nèi)的邊帶設(shè)為-100 dBc，濾除相位噪聲產(chǎn)生的裙帶展寬。在FMCW激光雷達(dá)中，通常取頻譜曲線(xiàn)的峰值頻率為中頻信號(hào)的頻率，所以該數(shù)字濾波器不會(huì)影響中頻信號(hào)的頻率測(cè)量結(jié)果，是一種簡(jiǎn)單、有效的中頻濾波器，適用于FMCW激光雷達(dá)。

圖11所示為加入數(shù)字濾波器后的SNR，SINAD隨輸入信號(hào)頻率、幅度的變化圖像?？梢钥吹?，在高頻、大幅度條件下，數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的交流特性得到顯著提升，SNR和SINAD的最小值分別為49.13 dB和48.90 dB，分別提高11.38 dB和11.32 dB，激光雷達(dá)的探測(cè)范圍理論上能夠提高3.7倍。

圖11 濾波后曲面圖Fig.11 Filtered surface diagram

4 FMCW激光雷達(dá)系統(tǒng)

最后，應(yīng)用研制的數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈搭建了光學(xué)相控陣（Optical Phase Array， OPA）FMCW激光雷達(dá)系統(tǒng)。系統(tǒng)原理如圖12所示，激光器發(fā)出單頻、窄線(xiàn)寬激光；利用兩級(jí)光纖放大器（EDFA）放大激光功率，射頻源和單邊帶調(diào)制器，用于產(chǎn)生掃頻激光［18-19］；然后，使用OPA芯片和透鏡完成光束整形和發(fā)射；回波信號(hào)由準(zhǔn)直器接收并耦合至光纖，利用2×2耦合器使回波與本振信號(hào)混頻，并由平衡探測(cè)器檢測(cè)并輸出中頻信號(hào)；為保護(hù)低噪聲放大器，使用帶通濾波器濾除能量較高的低頻成分，其通帶為3.5～54.0 MHz；最后，中頻信號(hào)進(jìn)入研制的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)并在上位機(jī)進(jìn)行數(shù)據(jù)處理。

圖12 FMCW 激光雷達(dá)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.12 Structure of FMCW lidar system

測(cè)試目標(biāo)是面積為50 cm×50 cm、反射率為90%的標(biāo)準(zhǔn)反射板，目標(biāo)的實(shí)際距離使用商用的激光測(cè)距儀標(biāo)定。分別在5.139，10.594，25.169和40.416 m處進(jìn)行測(cè)試，獲得的頻譜曲線(xiàn)如圖13所示。隨著距離的增大，中頻信號(hào)逐漸右移。頻譜左側(cè)的快速衰減是由于帶通濾波器的3.5 MHz低頻截止頻率導(dǎo)致的。障礙物的實(shí)際距離，其中fIF為中頻信號(hào)頻率，c為光速，Ts=100 μs為調(diào)制周期，fmod=3 GHz為調(diào)制帶寬。注意，此計(jì)算數(shù)值包含了光纖長(zhǎng)度、元件延時(shí)等諸多系統(tǒng)誤差，分別計(jì)算4個(gè)距離下系統(tǒng)延遲誤差，其平均值為17.479 m，測(cè)試結(jié)果應(yīng)進(jìn)行線(xiàn)性擬合并消除系統(tǒng)誤差。測(cè)試結(jié)果如表4和圖14所示，該雷達(dá)的測(cè)距誤差最大為7.7 cm。

表3對(duì)比了不同激光雷達(dá)的性能，雖然以往研究實(shí)現(xiàn)了較高的測(cè)速、測(cè)距精度，然而其數(shù)據(jù)采集方式均基于商用示波器或數(shù)據(jù)采集卡。本文研制了激光雷達(dá)數(shù)據(jù)采集電路，并且理論分析了電路的噪聲特性，為后續(xù)研究工作奠定了理論技術(shù)。

圖13 不同距離目標(biāo)測(cè)量頻域譜線(xiàn)Fig.13 Frequency domain waveforms of targets at different distances

由圖13（a）可知，在40 m距離時(shí)FMCW激光雷達(dá)實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)依然具有10.39 dB的信噪比，所以障礙物的距離能夠繼續(xù)增加 1010.3910=3.3倍，即該激光雷達(dá)的探測(cè)極限約為133.67 m。如需進(jìn)一步提高激光雷的探測(cè)范圍，可以提高數(shù)據(jù)采集模塊的采樣率，依據(jù)數(shù)字信號(hào)的處理增益提高信噪比，或者降低數(shù)據(jù)采集模塊的相位噪聲，從而降低系統(tǒng)的總噪聲水平。

表3 FMCW激光雷達(dá)對(duì)比Tab.3 Comparison of FMCW lidar

表4 不同距離目標(biāo)的測(cè)量結(jié)果Tab.4 Measurement results of targets at different distances

圖14 FMCW 激光雷達(dá)測(cè)量結(jié)果Fig.14 Measurement result of FMCW lidar

5 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)用于FMCW激光雷達(dá)的中頻信號(hào)采集模塊，測(cè)試不同頻率和幅值的輸入信號(hào)的SNR，SINAD和SFDR，并分析數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈的噪聲特性。首先，計(jì)算并分析了噪聲組成和占比，指出高頻高幅值情況下主要噪聲源為相位噪聲，計(jì)算了不同頻率輸入信號(hào)下時(shí)鐘抖動(dòng)為11～24 ps，抖動(dòng)平均值為16.3 ps，稍大于FPGA芯片的理論時(shí)鐘抖動(dòng)13.7 ps。采用時(shí)鐘芯片LTC6950（時(shí)鐘抖動(dòng)為18 fs）可將SNR提高8.65 dB，探測(cè)距離提高2.71倍。使用時(shí)鐘芯片時(shí)使其靠近ADC芯片，用短而粗的走線(xiàn)，保障信號(hào)完整性。通過(guò)加入數(shù)字濾波器將SNR和SINAD分別提高11.38 dB和11.32 dB，獲得了49.13 dB SNR和48.90 dB SINAD，對(duì)數(shù)據(jù)采集信號(hào)鏈的噪聲優(yōu)化及在激光雷達(dá)系統(tǒng)中提高探測(cè)范圍具有參考意義。最后，將本文設(shè)計(jì)的中頻信號(hào)采集模塊接入光學(xué)相控陣FMCW激光雷達(dá)系統(tǒng)中，對(duì)50 cm×50 cm，反射率為90%的標(biāo)準(zhǔn)反射板進(jìn)行5～40 m距離測(cè)量，測(cè)距誤差最大為7.7 cm。對(duì)40.416 m距離目標(biāo)仍具有10.39 dB的信噪比，由此計(jì)算，該激光雷達(dá)系統(tǒng)的探測(cè)極限約為133.67 m，可以通過(guò)提高數(shù)據(jù)采集模塊采樣率或降低系統(tǒng)的相位噪聲進(jìn)一步提高信噪比，擴(kuò)大激光雷達(dá)的探測(cè)范圍。本文的研究工作能夠?yàn)镕MCW激光雷達(dá)研究人員提供硬件設(shè)計(jì)參考，并且為電子學(xué)噪聲計(jì)算提供依據(jù)，基于此可以計(jì)算出合適的本振光功率，為FMCW激光雷達(dá)設(shè)計(jì)提供理論參考。