船舶大功率電力推進虛擬同步電機控制方法

孫志豪，黃文燾，衛(wèi) 衛(wèi)，余墨多，邰能靈

（1. 上海交通大學(xué) 電力傳輸與功率變換控制教育部重點實驗室，上海 200240；2. 中國船舶及海洋研究工程設(shè)計研究院，上海 200011）

0 引言

綜合電力系統(tǒng)將船舶動力與電力合二為一，實現(xiàn)了全船設(shè)備的集中控制與能源的高效利用，具有燃油經(jīng)濟性好、系統(tǒng)輕量化、噪聲水平低等突出優(yōu)勢，是船舶動力系統(tǒng)的主要發(fā)展方向。電力推進是綜合電力系統(tǒng)最重要的組成部分，其功率需求可達船舶電站總?cè)萘康?0%～80%。受航行工況、海況的復(fù)雜影響，電力推進功率極易產(chǎn)生大幅波動或沖擊［1］，對船舶綜合電力系統(tǒng)的安全穩(wěn)定性能造成威脅。

電力推進功率波動平均可達船舶總功率的30%，是系統(tǒng)最大的功率擾動源，通過螺旋槳-推進電機-變頻器耦合傳遞至船舶電站，進而沖擊系統(tǒng)電壓與頻率穩(wěn)定性。這不僅會使船舶電站頻繁調(diào)節(jié)，對系統(tǒng)的安全穩(wěn)定以及電氣設(shè)備的壽命造成不利影響［2］，還會威脅其他作業(yè)系統(tǒng)的正常運行。日本船東保賠協(xié)會規(guī)定在啟動推進電機與其他電機型負載時必須保證系統(tǒng)有足夠的容量裕度［3-4］，但是受海浪等自然因素影響而產(chǎn)生的推進功率沖擊不可避免，這會壓縮該容量裕度，為航行帶來安全隱患。因此，抑制推進負載功率波動對提升綜合電力系統(tǒng)的安全穩(wěn)定性能具有重要的意義。

目前，相關(guān)研究主要從電站調(diào)控的角度開展，在電站系統(tǒng)中增設(shè)電池、超級電容等，采用全局功率管理［5］等方式降低負載沖擊對系統(tǒng)的影響。但此類方法對儲能裝置有較高的要求，還存在增加成本、影響船艙布局、易引發(fā)換流器發(fā)生振蕩［6］等問題。文獻［7］提出了推進功率的協(xié)調(diào)控制方法用于降低功率沖擊對系統(tǒng)頻率的影響，但會影響推進調(diào)速性能，降低航行速度。變頻器作為電力推進與船舶電網(wǎng)的接口，既為推進電機提供所需電能，又負責(zé)對其進行調(diào)速控制。推進變頻器由整流單元與逆變單元構(gòu)成，兩者共同決定了推進負載的功率特性。優(yōu)化變頻器的控制策略，利用直流電容進行儲能，以改善不同工況與海況下的功率特性，是解決調(diào)速性能損失難題的突破口。

電力推進變頻器通常采用直接轉(zhuǎn)矩控制或矢量控制策略，實現(xiàn)對電動機轉(zhuǎn)矩與磁鏈的解耦控制。基于雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，轉(zhuǎn)矩環(huán)參考值由上一級轉(zhuǎn)速環(huán)給定，實現(xiàn)了良好的調(diào)速性能。但復(fù)雜的海況易造成推進功率大幅度波動。若前端整流器無法主動抑制功率波動與沖擊，則會對系統(tǒng)的安全穩(wěn)定造成不利的影響。虛擬同步電機VSM（Virtual Synchronous Machine）是一種模擬同步電機運行特性的換流器控制方法，以電容等儲能單元為載體，為變頻驅(qū)動系統(tǒng)提供靈活的虛擬慣性與阻尼。目前，VSM 技術(shù)在分布式電源與微電網(wǎng)［8-10］的逆變器控制方面得到了廣泛的應(yīng)用研究，但針對整流環(huán)節(jié)的負荷型VSM控制的研究則較少［11］。文獻［12］首次提出了應(yīng)用于變頻逆變側(cè)的VSM 控制方法，與矢量控制相比，其具有控制結(jié)構(gòu)簡單、易于實現(xiàn)的優(yōu)勢，但是調(diào)速性能不佳，難以在大容量低速的電力推進中廣泛應(yīng)用。文獻［13-14］提出了電動汽車充電接口的VSM 控制方法，能夠提高充電設(shè)施的慣性，參與電網(wǎng)的調(diào)頻輔助服務(wù)，但是并未從數(shù)學(xué)建模的角度分析所提控制策略的優(yōu)勢。進一步地，文獻［15］對變頻空調(diào)壓縮機的整流器進行VSM 控制改造，利用群聚類方法構(gòu)造空調(diào)參與電網(wǎng)一／二次調(diào)頻的策略與架構(gòu)。文獻［16］提出了一種基于VSM 的柔性直流輸電系統(tǒng)的控制策略，整流與逆變均采用VSM 控制，并給出了小信號數(shù)學(xué)模型與系統(tǒng)參數(shù)的設(shè)計方法，但所提方法未考慮負載功率特性。因此，可以考慮采用負荷型VSM 整流控制與矢量逆變控制，增加交流側(cè)虛擬慣性與阻尼，改善電力推進負荷的功率特性，同時避免VSM逆變控制對推進電機調(diào)速性能的影響。

本文提出了一種船舶電力推進變頻VSM 控制方法，用于解決電力推進對電網(wǎng)造成大幅功率沖擊的難題。變頻裝置的整流部分采用VSM 控制策略，利用直流電容儲能為變頻裝置提供慣性支撐，在不依賴額外儲能與不影響推進性能的前提下，減少電力推進系統(tǒng)對船舶電網(wǎng)的功率沖擊?？紤]直流電容與電機負載的功率特性，建立小信號模型，分析控制參數(shù)對系統(tǒng)響應(yīng)特性的影響，并給出了一種參數(shù)設(shè)計方法。利用PSCAD／EMTDC 和半實物仿真驗證了所提控制策略的有效性與可靠性。

1 船舶電力推進系統(tǒng)

1.1 電力推進系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

船舶電力推進系統(tǒng)包括變頻器、推進電機、螺旋槳和相關(guān)控制器，由船舶電站通過交流電纜與配電板直接供電，其結(jié)構(gòu)如圖1 所示。變頻器一般采用背靠背型，由整流單元與逆變單元構(gòu)成，將船舶電站的交流電轉(zhuǎn)換為電壓頻率和幅值可調(diào)的交流電。推進電機與變頻器逆變側(cè)直接相連，經(jīng)過軸系后帶動螺旋槳旋轉(zhuǎn)，實現(xiàn)功率從網(wǎng)側(cè)向螺旋槳傳遞，完成了系統(tǒng)負載轉(zhuǎn)矩的機電轉(zhuǎn)換過程。

圖1 船舶電力推進系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of ship electric propulsion system

典型中壓交流電力推進變頻器的拓撲結(jié)構(gòu)見附錄A 圖A1，主要組成部分包括整流器、直流電容、制動回路、逆變器等。整流器作為AC／DC 接口，將船舶電站的三相交流電壓轉(zhuǎn)換為直流電壓，大多采用多脈波不控整流方式，如附錄A 圖A1（a）所示，具有結(jié)構(gòu)簡單、成本低、網(wǎng)側(cè)電流諧波少的特點；也有部分整流器采用主動前端AFE（Active Front End）整流的方式，如附錄A 圖A1（b）中的三相電壓型脈寬調(diào)制PWM（Pusle Width Modulation）整流器所示。一般采用定直流電壓和無功功率的雙閉環(huán)控制策略，在本文中將其稱為Udc-Q控制［17］，其能夠?qū)崿F(xiàn)直流電壓快速達到穩(wěn)定，且功率因數(shù)高，能量可雙向流動，無需制動回路。逆變器可采用多電平拓撲，以空間電壓矢量控制或直接轉(zhuǎn)矩控制作為控制策略，實現(xiàn)大容量推進電機的磁場定向控制，獲得更優(yōu)的調(diào)速性能，快速響應(yīng)螺旋槳負載變化。實際航行時的海況復(fù)雜，會造成推進功率需求大范圍、多模態(tài)波動，呈現(xiàn)多種功率特性。

1.2 船舶電力推進功率特性

船舶電力推進功率特性與航行海況和運行工況密切相關(guān)，推進功率波動可分為3 類［18］，曲線見附錄A圖A2。

1）類型1：海浪興波引起的功率波動［1］。在復(fù)雜海況下，海浪具有天然的波動特性，負載側(cè)功率隨其上下波動，周期從秒級到分鐘級不等；在極端惡劣情況下，海浪使得螺旋槳反復(fù)進出水，會導(dǎo)致波動范圍更劇烈。類型1 波動功率曲線如附錄A 圖A2（a）所示，功率波動甚至高達100%［18］。

2）類型2：螺旋槳旋轉(zhuǎn)帶來的功率波動［2］。該類型功率波動的頻率通常較高（一般為槳葉頻率（螺旋槳轉(zhuǎn)速與槳葉數(shù)量之積）），曲線見附錄A 圖A2（a），其主要影響為引起機械損耗與電網(wǎng)頻率波動等。

3）類型3：運行工況導(dǎo)致的功率波動［1］。在船舶啟航時啟動主推電機加速、船舶靠港時頻繁調(diào)節(jié)側(cè)推電機等運行工況下，推進電機的瞬時轉(zhuǎn)矩峰值可達到額定轉(zhuǎn)矩的1.5～2.0 倍，曲線如附錄A 圖A2（b）所示，極易損傷軸系，也會對電網(wǎng)頻率與電壓造成較大的沖擊，其波動周期取決于對船舶實際的操作與控制。

2 大功率推進VSM控制方法

在不同的航行海況與運行工況下，變頻器的控制策略由推進負載特性決定。以附錄A 圖A1（b）所示推進變頻器拓撲為研究對象，在電網(wǎng)側(cè)AC／DC接口處采用VSM 控制策略，發(fā)揮可控整流的控制能力，從而可將推進系統(tǒng)類比為同步電機，為電力推進負載提供虛擬慣性支撐，減弱來自負載側(cè)的功率沖擊。逆變側(cè)采用異步電機矢量控制策略，通過dq0解耦將電流分為磁鏈分量與轉(zhuǎn)矩分量進行控制，以獲得良好的調(diào)速性能。

2.1 變頻器整流側(cè)VSM控制策略

整流側(cè)VSM控制的轉(zhuǎn)矩方程為：

式中：H為虛擬慣量常數(shù)；Pm為機械輸入功率；Pe為電磁功率，一般為換流器端口的有功功率量測值；ω為VSM 的旋轉(zhuǎn)角頻率；ωref為額定角頻率；D為阻尼系數(shù)；δ為電機轉(zhuǎn)子角位移。

VSM的電磁方程為：

式中：L、R分別為換流器端口的濾波電感、電阻；uabc=[ua，ub，uc]T為機端三相電壓，對應(yīng)換流器的出口電壓；eabc=[ea，eb，ec]T為電機的三相內(nèi)電勢；iabc=[ia，ib，ic]T為電機的三相電流。

1）有功功率調(diào)節(jié)。

VSM 既能為直流側(cè)提供電能，也能響應(yīng)系統(tǒng)的頻率變化。可根據(jù)上級功率-頻率控制單元計算得到機械輸入功率Pm，由直流功率指令P0與頻率偏差補償指令ΔP兩部分構(gòu)成雙下垂控制結(jié)構(gòu)，如式（3）和式（4）所示。

式中：Udc、U*dc分別為直流電壓的量測值、參考值，I*dc為直流電流的參考值；kp為電壓環(huán)節(jié)的比例系數(shù)；f為變頻器交流接口電壓的頻率；f0為電網(wǎng)的額定頻率；kf為頻率補償比例系數(shù)。

輸出電磁功率Pe一般為換流器端口的有功功率，如式（5）所示。

2）無功功率調(diào)節(jié)。

借鑒同步電機的勵磁控制原理，通過調(diào)節(jié)VSM的內(nèi)電勢Ep來調(diào)節(jié)機端電壓與無功功率。內(nèi)電勢Ep包含空載電勢E0、無功功率偏差調(diào)節(jié)量ΔEQ與電壓偏差調(diào)節(jié)量ΔEU三部分，如式（6）所示。

式中：Qref為無功功率參考值；Q為機端的無功功率；kQ為無功下垂系數(shù)；U、Uref分別為機端電壓的實際值、參考值；kU為電壓下垂系數(shù)。式（8）可看作同步電機的勵磁控制器。

則式（2）中的三相內(nèi)電勢eabc可表示為：

由式（1）—（5）可見，VSM 控制通過引入虛擬慣量與阻尼，對換流器輸出角頻率與功角進行直接控制，使其動態(tài)過程存在慣性，從而抑制交流功率突變，減小負載功率的波動范圍。變頻器的控制框圖見附錄A 圖A3。其中，整流側(cè)VSM 控制策略框圖見圖A3（a），結(jié)合式（6）—（10）實現(xiàn)對機端電壓與無功功率的控制，并根據(jù)式（2）計算得到電流參考值，然后經(jīng)過dq0 電流解耦閉環(huán)控制保證內(nèi)環(huán)電流對參考值的精確跟蹤。

2.2 變頻器逆變側(cè)控制策略

對于變頻器逆變部分而言，為了保證推進電機具有較好的調(diào)速性能與精確控制能力，采用被廣泛認可的電機矢量控制策略［1-2］，框圖如附錄A 圖A3（b）所示。矢量控制通過Clark與Park變換將定子電流變換到合成磁鏈旋轉(zhuǎn)參考坐標系下，并分解得到直軸電流分量im與交軸電流分量it，基于此計算轉(zhuǎn)子磁鏈ψr和電磁轉(zhuǎn)矩Te，分別如式（11）與式（12）所示。

式中：Lm、Lr分別為定轉(zhuǎn)子互感、轉(zhuǎn)子自感；Tr為轉(zhuǎn)子時間常數(shù)。通過給定轉(zhuǎn)子磁鏈與電磁轉(zhuǎn)矩的參考值，與式（11）和式（12）構(gòu)成閉環(huán)反饋，經(jīng)過PI 環(huán)節(jié)得到電壓參考值，從而控制逆變器的輸出。

在對輸出電流與電壓進行矢量分解時，需要先得到磁場同步旋轉(zhuǎn)坐標系的參考相角。根據(jù)異步電機的基本原理，電機磁場同步角頻率ωsync與旋轉(zhuǎn)角頻率ω之差為轉(zhuǎn)差率ωs，如式（13）所示。

綜上所述，可建立推進變頻器的控制策略。在控制策略設(shè)計中，選取合適的控制參數(shù)取值同樣重要。逆變側(cè)的矢量控制策略按照經(jīng)典方法設(shè)計；但是對于整流側(cè)的VSM 控制策略而言，鮮有針對功率波動抑制的相關(guān)設(shè)計方法，故本文建立VSM 變頻器小信號模型，對參數(shù)變化的影響進行分析并給出合適的控制參數(shù)取值范圍。

3 系統(tǒng)小信號建模與參數(shù)分析

3.1 VSM變頻器小信號模型

3.1.1 有功功率內(nèi)環(huán)小信號模型

整流側(cè)VSM 的有功功率內(nèi)環(huán)一般為一個典型的二階環(huán)節(jié)［16］，其小信號模型為：

3.1.2 有功功率外環(huán)小信號模型

根據(jù)能量守恒定律，忽略換流器的寄生電阻，則直流電容的充電功率等于交流功率，放電功率約等于電機吸收功率，直流電壓的變化體現(xiàn)了功率的暫態(tài)不平衡。因電壓外環(huán)的存在，直流電壓的響應(yīng)將直接影響換流器的功率特性。因此，為了充分研究VSM 整流的功率特性，有必要在3.1.1 節(jié)的基礎(chǔ)上，建立直流電壓外環(huán)與有功功率之間的小信號模型。首先，對直流電容C進行建模，其充電電磁功率Pe與放電功率PL之間的關(guān)系為：

對式（16）進行線性化，建立直流電容的小信號模型如式（17）所示。

根據(jù)圖2 可求得整流側(cè)有功功率開環(huán)傳遞函數(shù)GP，o(s)、閉環(huán)傳遞函數(shù)GP，c(s)分別為：

圖2 VSM有功功率外環(huán)的控制框圖Fig.2 Control block diagram of VSM active power outer loop

式中：K=kp/C。

3.1.3 直流電壓-有功功率小信號模型

變頻器直流回路兩側(cè)的不平衡功率需要由直流電容通過充放電進行補償，這將導(dǎo)致直流電壓波動。對圖2 進行整理，得到直流電壓-有功功率控制框圖如 圖3 所 示，其 閉 環(huán) 傳 遞 函 數(shù)GDC，c(s) 如 式（20）所示。

圖3 直流電壓-有功功率控制框圖Fig.3 Control block diagram of DC voltage-active power

3.2 VSM控制參數(shù)分析

虛擬慣量常數(shù)H和阻尼系數(shù)D是VSM的關(guān)鍵控制參數(shù)?；谛⌒盘柲Ｐ?，本節(jié)采用零極點分布與時域響應(yīng)的方法，分析參數(shù)變化對系統(tǒng)響應(yīng)與穩(wěn)定性的影響，研究系統(tǒng)的動態(tài)性能。參考文獻［19］設(shè)置直流電容的取值為30 mF。具體主電路參數(shù)取值見附錄A表A1。

3.2.1 閉環(huán)零極點分析

基于表A1 所示主電路參數(shù)，虛擬慣量常數(shù)H從0.000 5 變化到0.05 的零極點軌跡如附錄A 圖A4（a）所示。由圖可看出：系統(tǒng)有3 個特征根，包括1 個實根s1和2個共軛復(fù)根s2、s3；隨著H的增大，3個特征根均逐步向右移動，表明系統(tǒng)的指數(shù)衰減分量減少，動態(tài)性能與穩(wěn)定性變差；H的變化對共軛復(fù)根虛部的影響較小，系統(tǒng)振蕩角頻率基本不變，其主要受D取值的影響，D越大，則振蕩角頻率越小；隨著H繼續(xù)增大，s2與s3穿越虛軸，表明系統(tǒng)不穩(wěn)定。

阻尼參數(shù)D從0.1 變化到10 的零極點軌跡如附錄A 圖A4（b）所示。由圖可看出：隨著D的增大，實根s1逐漸遠離虛軸，表明系統(tǒng)的衰減分量增加，系統(tǒng)動態(tài)性能更好；若H取值較小，例如圖中H=0.000 5，則2 個共軛復(fù)根首先匯入實軸，然后在實軸上某點分離，向虛軸靠近；若H取值較大，則D在某一范圍內(nèi)取值時系統(tǒng)的穩(wěn)定性較好，在其他條件下的穩(wěn)定性較差；H越大，則共軛復(fù)根越靠近虛軸，表明系統(tǒng)振蕩角頻率越小，動態(tài)性能越差。

3.2.2 時域響應(yīng)分析

基于表A1所示主電路參數(shù)，選取虛擬慣量常數(shù)H的取值為0.0005、0.0015、0.0025，阻尼系數(shù)D的取值為1、3、5。單位沖激響應(yīng)下系統(tǒng)交流功率與直流電壓的響應(yīng)曲線分別見附錄A圖A5和圖A6。

基于單位沖激輸入，可以近似得到VSM 整流器在沖擊功率輸入下的系統(tǒng)響應(yīng)規(guī)律。由圖A5（a）和圖A6（a）可知，H的增大對系統(tǒng)振蕩角頻率的影響較小，但是功率與直流電壓的振蕩幅值略有增加，對應(yīng)于3.2.1 節(jié)中特征根的實部逐漸減小的結(jié)論。由圖A5（b）可知，隨著D的增大，功率響應(yīng)峰值降低，功率沖擊得到有效的抑制，但是隨著振蕩過程的進行，振蕩角頻率減小，對應(yīng)于3.2.1 節(jié)中特征根的實部向左變化，共軛復(fù)根向?qū)嵼S靠近的結(jié)論。由圖A6（b）可知，隨著D的增大，直流電壓的振蕩幅值增加，振蕩過程變長，產(chǎn)生了不利的影響。需要指出的是，由于時域響應(yīng)分析中的系統(tǒng)輸入為單位沖激信號，直流電壓的跌落深度不變，而實際運行中不存在這一極端情況，電壓的跌落深度同樣會受到控制參數(shù)的影響。

3.3 控制參數(shù)設(shè)計

根據(jù)上述分析可知，采用VSM 整流后，電網(wǎng)側(cè)有功功率響應(yīng)較慢，從0 開始緩慢增大，直流電壓暫時性跌落，具有利用直流電容儲能抑制負載側(cè)對電網(wǎng)沖擊的能力。但是，H與D的取值會對系統(tǒng)的穩(wěn)定性與整流器的功率響應(yīng)特性產(chǎn)生影響。沖擊功率的抑制效果與直流電壓的穩(wěn)定性也是相互矛盾的。因此，在系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下，需要根據(jù)功率抑制需求與直流電壓的允許波動范圍對H與D的取值進行選取，同時要盡可能地減少系統(tǒng)振蕩，保證系統(tǒng)的動態(tài)性能。

由圖A4—A6 可知：虛擬慣量常數(shù)H的增大可使交流頻率慣性增大，但是H過大會降低系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度，使得功率與直流電壓的振蕩加劇，因此H的取值不宜過大；阻尼系數(shù)D的增大可以有效增強沖擊功率的抑制效果，但是會令直流電壓偏差增大，加劇功率與直流電壓的振蕩過程。此外，還應(yīng)根據(jù)直流電壓的允許偏差范圍對D取值進行選取，以保證在變頻器安全運行范圍內(nèi)盡可能地抑制對電網(wǎng)的沖擊功率。

4 仿真與試驗

在PSCAD／EMTDC 和RT-LAB 硬件在環(huán)平臺中進行仿真與試驗。船舶綜合電力系統(tǒng)由船舶電站、變頻裝置、推進電機與螺旋槳組成。其中，船舶電站由5臺柴油發(fā)電機并列構(gòu)成，負載由2臺額定轉(zhuǎn)速為120 r／min 的電力推進系統(tǒng)構(gòu)成。綜合電力系統(tǒng)的參數(shù)如附錄A 表A1 和表A2 所示。螺旋槳的建模參考文獻［18］，參數(shù)見附錄A 表A3。根據(jù)3.3 節(jié)設(shè)計控制參數(shù)，為了減少系統(tǒng)振蕩，選取虛擬慣量常數(shù)H=0.0015，同時選取阻尼系數(shù)D=2，使得功率沖擊得到抑制的同時，系統(tǒng)振蕩分量能夠快速衰減。

4.1 船舶運行工況仿真與比較

在3 s 時啟動推進電機，設(shè)定轉(zhuǎn)速為0.3 p.u.，在4 s時提高轉(zhuǎn)速為0.6 p.u.，模擬突拉轉(zhuǎn)速緊急啟航的過程，該過程的功率波動曲線如附錄A 圖A2（b）所示。在6 s 時瞬時減速，設(shè)定轉(zhuǎn)速為0.3 p.u.，以模擬突然減速的運行工況。分別對采用VSM 控制策略與Udc-Q控制策略的變頻器進行仿真，結(jié)果如圖4所示。圖中：Pac、Pdc分別為電網(wǎng)側(cè)功率、逆變側(cè)輸出功率；ωM為電機轉(zhuǎn)速標幺值；U*min為低電壓限值，取值為3.15 kV。

圖4 不同控制策略下的仿真結(jié)果Fig.4 Simulative results under different control strategies

由圖可知，相較于傳統(tǒng)的Udc-Q控制策略，當整流側(cè)采用VSM 控制策略時，變頻器能夠在一定程度上抑制交流功率沖擊，減小系統(tǒng)頻率跌落。在推進電機的多次調(diào)速動作下，電力推進系統(tǒng)對船舶電網(wǎng)產(chǎn)生大幅功率需求與沖擊：在3 s 與4 s 時的加速動作令推進電機在0.1 s 時間內(nèi)分別達到4、6 MW 的峰值功率，而在6 s時的突然減速動作使功率需求迅速降低至0 以下，電機進入第四象限運行狀態(tài)。當采用Udc-Q控制策略時，由于損耗等原因，交流功率峰值會大于推進電機的功率峰值，3 s 與4 s 時的功率峰值分別在0.1 s時間內(nèi)達到4.75、8.21 MW，6 s后突發(fā)跌落至-0.5 MW，這導(dǎo)致系統(tǒng)頻率相應(yīng)跌落與波動，在4 s 調(diào)速動作發(fā)生后跌落至48.4 Hz。當采用VSM 控制策略時，3 s 與4 s 時達到峰值功率，分別為3.04、5.53 MW，相比Udc-Q控制策略分別減小了36.0%、32.6%，6 s 時的功率突降至-0.02 MW，且交流功率變化顯著放緩，頻率跌落的最低值也提高至48.85 Hz。

相比于Udc-Q控制策略，在VSM 控制策略下直流電壓的跌落在一定程度上有加深，且由于采用比例調(diào)節(jié)，系統(tǒng)在高功率時的直流電壓穩(wěn)態(tài)值會低于額定值。受限于電容的容量，面對較大功率沖擊時直流電壓易發(fā)生深度跌落。過低的直流電壓可能會影響逆變器的正常運行，也可能觸發(fā)變頻器低壓告警，從而閉鎖逆變器［20］。在4 s時，由于逆變側(cè)負載沖擊功率過大，導(dǎo)致直流電壓跌落深度達到3.04 kV，低于，對應(yīng)Pdc中VSM 整流的逆變側(cè)輸出功率峰值降低，對逆變器的正常運行產(chǎn)生了一定的影響。其余時間內(nèi)直流電壓的跌落幅度有限，未造成推進功率限幅。采用VSM 整流前、后推進電機的轉(zhuǎn)速曲線基本一致，逆變側(cè)采用的矢量控制策略能夠隔離直流電壓的波動，不影響推進器的調(diào)速性能。但仍需注意合理選取VSM 參數(shù)的取值，避免直流電壓發(fā)生深度跌落，影響變頻器的正常運行。

4.2 海浪工況模擬仿真

在推進電機加速至0.4 p.u.并進入穩(wěn)態(tài)后，于2 s時接入模擬海浪興波與螺旋槳旋轉(zhuǎn)引起的波動負載。其中海浪興波引起的波動負載的周期為4 s，幅值為額定轉(zhuǎn)矩的50%；螺旋槳旋轉(zhuǎn)引起的波動負載的周期為0.05 s，幅值為額定轉(zhuǎn)矩的10%。仿真結(jié)果如附錄A 圖A7所示。由圖可以看出：對于由快速變化的海浪與螺旋槳旋轉(zhuǎn)產(chǎn)生的推進功率波動而言，VSM控制策略能夠?qū)崿F(xiàn)較好的抑制效果，將最大幅值為1.4 MW 的快速波動抑制至0.3 MW，有效避免了發(fā)電機頻繁地響應(yīng)調(diào)節(jié)；而直流電壓的波動范圍為3.69～5.02 kV，處于允許范圍之內(nèi)。

4.3 參數(shù)變化的仿真與分析

本節(jié)主要分析VSM控制參數(shù)變化后對變頻器的影響。在VSM控制參數(shù)中，選取H的取值為0.0005、0.001 5、0.002 5，D的取值為1、3、5，設(shè)定電壓環(huán)節(jié)的比例系數(shù)kp為5，仿真分析不同參數(shù)對系統(tǒng)響應(yīng)的影響。在2 s 時啟動推進電機，設(shè)定轉(zhuǎn)速為0.4 p.u.，此時推進系統(tǒng)突拉轉(zhuǎn)速，逆變側(cè)將產(chǎn)生大額功率需求。參數(shù)變化對變頻器有功功率與直流電壓的影響結(jié)果如附錄A 圖A8 所示。由圖A8（a）可知，當H不變而D變化時，隨著D增大，有功功率的峰值降低，直流電壓的跌落深度增加，調(diào)整時間變長，振蕩頻率減小。上述結(jié)果表明功率波動的抑制效果與直流電壓的穩(wěn)定性之間存在矛盾關(guān)系，這與3.2節(jié)的理論分析結(jié)論相符。由圖A8（b）可知，當D不變而H變化時，隨著H的增大，有功功率波動與直流電壓波動加劇，但是調(diào)整時間與振蕩頻率基本不變，可見H變化對系統(tǒng)響應(yīng)的影響并不大。

4.4 響應(yīng)系統(tǒng)頻率仿真

系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)后，5 s時在交流母線處投入3 MW負載，7 s 時斷開該負載，作為模擬系統(tǒng)中頻率變化的引發(fā)事件。因VSM 整流頻率補償環(huán)節(jié)的作用，變頻器能夠響應(yīng)上述頻率變化，主動降低或增加變頻器的輸入功率。仿真結(jié)果如附錄A 圖A9 所示。由圖可知：在5 s 時系統(tǒng)頻率從50.0 Hz 跌落至49.6 Hz左右，VSM整流的輸出功率隨之降低，從穩(wěn)態(tài)2.0 MW降低至1.2 MW，直流電壓也相應(yīng)地減小；隨著系統(tǒng)頻率的逐漸恢復(fù)，直流電壓回升，變頻器吸收的功率在逐漸恢復(fù)的同時，也需要額外補償直流電壓跌落所損失的能量，因此會產(chǎn)生一定的超調(diào)；7 s 時系統(tǒng)頻率突然上升，變頻器同樣能夠?qū)υ撌录龀鲰憫?yīng)；在變化的全過程中變頻器的輸出功率基本沒有發(fā)生變化，推進系統(tǒng)的正常運行并未受到影響。

4.5 硬件在環(huán)試驗

為了充分驗證本文所提控制策略的有效性，在硬件在環(huán)試驗平臺中對其進行試驗驗證。搭建的試驗平臺主要包括計算機、RT-LAB OP5700 硬件模擬仿真平臺、Tektronix MSO44 示波器、型號為XILINX FPGA ZYNQ7020 的現(xiàn)場可編程門陣列開發(fā)板作為控制器件以及最大采樣頻率為200 kHz 的AN706模塊作為控制器采樣模塊?；诜抡鎱?shù)搭建模型，利用示波器觀察控制效果。硬件在環(huán)試驗平臺如附錄A圖A10所示，試驗結(jié)果如圖5所示。

圖5 不同控制策略下的試驗結(jié)果Fig.5 Experimental results under different control strategies

由圖5（a）可知，4 s 與15 s 時負載功率需求突增后，相較于Udc-Q控制策略，VSM 控制策略下的交流側(cè)有功功率峰值得到了顯著降低，峰值從7 MW 降低為3 MW 左右。由圖5（b）可知，采用VSM 控制策略時，直流電壓跌落最低值為3 kV，而Udc-Q控制策略下的直流電壓跌落最低值為4.2 kV。試驗結(jié)果同樣表明本文所提控制策略能夠利用直流電容儲能平抑負載功率沖擊。

5 結(jié)論

針對復(fù)雜海況與工況下電力推進對電網(wǎng)造成大幅功率沖擊的難題，本文提出了船舶電力變頻推進VSM 控制方法，通過將整流側(cè)的VSM 控制與逆變側(cè)的矢量控制相結(jié)合，為船舶電力推進變頻裝置增加虛擬慣量，在不增加額外設(shè)備的前提下平抑功率波動。建立了考慮直流電容特性的小信號模型，分析了控制參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性、交流功率與直流電壓響應(yīng)的影響，綜合考慮沖擊功率的抑制能力與動態(tài)性能，給出了VSM 關(guān)鍵控制參數(shù)的設(shè)計方法。PSCAD／EMTDC 仿真與RT-LAB半實物仿真驗證了所提控制策略的有效性，可為大型艦船電力推進系統(tǒng)的設(shè)計和開發(fā)提供參考與借鑒。

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