應(yīng)用GaN HEMT 的寬輸入堆疊半橋LLC變換器設(shè)計(jì)

林潤韜，王建軍，趙 晶，萬志華

（中國運(yùn)載火箭技術(shù)研究院北京航天發(fā)射技術(shù)研究所，北京 100076）

隨著信息化與智能化的發(fā)展，越來越多的電源、供配電設(shè)備、控制設(shè)備與電機(jī)設(shè)備在航天地面發(fā)射系統(tǒng)以及特種重型車輛中被投入使用，這使得系統(tǒng)對(duì)電能的總量與質(zhì)量的需求都有所提升。同時(shí)，電動(dòng)汽車與新能源汽車技術(shù)的探索與拓展應(yīng)用，一方面使得鋰電池組、燃料電池等新的供電單元在車載設(shè)備中應(yīng)用比例增加；另一方面也使得車輛母線電壓有了一定提升。對(duì)于電動(dòng)汽車，目前大部分設(shè)計(jì)中母線電壓等級(jí)設(shè)置為400 V，但為了提高電池組充放電速度，實(shí)現(xiàn)電動(dòng)汽車的大功率快速充電，已經(jīng)有一些廠家開始著手研制與應(yīng)用800 V等級(jí)的母線電壓[1]。電驅(qū)特種重型車輛中，母線壓一般為600 V 等級(jí)。

更高的母線電壓，也對(duì)輔助電源的設(shè)計(jì)提出了更高的要求。輔助電源是一種應(yīng)用于電動(dòng)汽車的電力電子變換器，其意義在于將蓄電池組與高壓母線的高電壓轉(zhuǎn)換為某一等級(jí)的低電壓，以期為下級(jí)用電設(shè)備供電，其系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1 所示。因此，電動(dòng)汽車中母線電壓的提高要求對(duì)應(yīng)的輔助電源滿足寬范圍輸入輸出電壓的特點(diǎn)。此外，相較一般電源系統(tǒng)，特種重型車輛中電源設(shè)備的工況普遍溫度較高，因而對(duì)設(shè)備的耐高溫特性有更高的要求，也需要嚴(yán)格控制設(shè)備的溫升在較低的范圍內(nèi)。

圖1 電動(dòng)汽車輔助電源系統(tǒng)Fig.1 Electric vehicle auxiliary power supply system

對(duì)于電力電子變換器，高功率密度始終是設(shè)計(jì)人員追求的關(guān)鍵指標(biāo)之一。作為第三代半導(dǎo)體材料，氮化鎵高電子遷移率晶體管GaN HEMT（galli um nitride high electron mobility transistor）由于GaN材料而且有更大禁帶寬度、更高臨界擊穿電場和更高電子遷移率等特點(diǎn)[2]。表1 以IXFH60N65X2、IMBG65R030M1H 和GS66516T 為例，對(duì)比了3 種不同材料器件在相同漏極電流Id、漏源電壓Vds下的參數(shù)區(qū)別，可見在電壓電流外特性相同的條件下GaN HEMT 具有更小的電容、電荷與導(dǎo)通電阻，這使得GaN 器件在功率變換應(yīng)用中的導(dǎo)通損耗與開關(guān)損耗更小，更適合于高開關(guān)頻率工況。基于上述特性，GaN HEMT 近年來在高頻功率變換器設(shè)計(jì)方面有很高的熱度。

表1 Si MOSFET 與GaN HEMT 參數(shù)比較Tab.1 Comparison of parameters between Si MOSFET and GaN HEMT

目前，主流的增強(qiáng)型GaN HEMT 的最高耐壓等級(jí)在650 V 左右，略小于硅器件與SiC 器件。因而如果需要在更高的輸入電壓下應(yīng)用GaN HEMT，則可以考慮使用多電平拓?fù)鋪斫档椭鏖_關(guān)承受的電壓應(yīng)力。為了提高變換器效率，在功率變換器中通常還應(yīng)用軟開關(guān)技術(shù)，通過諧振變換使得功率器件實(shí)現(xiàn)ZVS 來降低開關(guān)損耗。

本文中設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用650 V 電壓等級(jí)GaN HEMT 的2 kW 功率寬輸入堆疊半橋LLC DC/DC變換器，可實(shí)現(xiàn)400～800 V 電壓輸入與25～40 V 電壓輸出。本文構(gòu)成如下：第1 節(jié)簡要梳理了多電平拓?fù)涞陌l(fā)展歷史，并從理論角度對(duì)堆疊橋式拓?fù)涞脑磉M(jìn)行分析；第2 節(jié)借助PSIM 仿真軟件對(duì)該設(shè)計(jì)進(jìn)行了仿真模擬；第3 節(jié)搭建實(shí)物樣機(jī)并進(jìn)行了參數(shù)測試，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的有效性。

1 堆疊橋式拓?fù)湓矸治?/h2>

1.1 多電平拓?fù)浒l(fā)展

伴隨著功率半導(dǎo)體期間的發(fā)展，相應(yīng)的多電平拓?fù)浒l(fā)展也起步較早。早期的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括平面級(jí)聯(lián)拓?fù)鋄3]、中點(diǎn)鉗位多電平拓?fù)鋄4]與級(jí)聯(lián)多電平拓?fù)鋄5]等等，早期研究也探討了這種多電平結(jié)構(gòu)的自平衡特性[6]。針對(duì)600～650 V 電壓等級(jí)的GaN功率器件，近年來也有不少相關(guān)多電平拓?fù)溲芯縖7]。南京航空航天大學(xué)張之梁團(tuán)隊(duì)[8]設(shè)計(jì)了一種1 kV 1 MHz GaN LLC 多電平變換器，實(shí)現(xiàn)3 kW 功率輸出，峰值效率達(dá)到95.18%；上海理工大學(xué)團(tuán)隊(duì)[9]提出了一種超寬輸入的500 W LLC 變換器，實(shí)現(xiàn)了80～400 V 的寬范圍電壓輸入，峰值效率為96.95%；法國CNRS 實(shí)驗(yàn)室團(tuán)隊(duì)[10]設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用GaN 器件的混合橋式LLC 轉(zhuǎn)換器，通過在傳統(tǒng)全橋拓?fù)涞幕A(chǔ)上增加一路串聯(lián)HEMT，使得系統(tǒng)的電壓輸出范圍明顯增加；清華大學(xué)大學(xué)王奎團(tuán)隊(duì)[11]在模塊化多電平電源方面也進(jìn)行了一定研究。

1.2 堆疊橋式三電平拓?fù)湓?/h3>

本文考慮采用單級(jí)堆疊橋式（single-stage stacked bridge）三電平拓?fù)溥M(jìn)行變換器設(shè)計(jì)。關(guān)鍵設(shè)計(jì)指標(biāo)如表2 所示。堆疊橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示，該拓?fù)渲饕ㄒ韵氯糠郑孩偃娖介_關(guān)網(wǎng)絡(luò)，由輸入分壓電容C1、C2和GaN 開關(guān)管S1～S4構(gòu)成；②LLC 諧振腔，由諧振電感Lr、諧振電容Cr和勵(lì)磁電感Lm構(gòu)成；③整流電路，由4 個(gè)電力二極管D1～D4構(gòu)成。

表2 樣機(jī)設(shè)計(jì)指標(biāo)Tab.2 Design indexes for prototype

圖2 堆疊橋式三電平拓?fù)銯ig.2 Stacked bridge three-level topology

1.3 驅(qū)動(dòng)原理

對(duì)于堆疊橋式三電平拓?fù)洌潋?qū)動(dòng)方式有2 種：類半橋模式與三電平模式。

對(duì)于該拓?fù)涞念惏霕騆LC 工作模式，由于GaN HEMT 器件并不存在體二極管結(jié)構(gòu)，因而在此模式下，開關(guān)管S1、S4在時(shí)序上同時(shí)進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作，對(duì)應(yīng)的S2、S3同時(shí)動(dòng)作，兩組開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通，借由器件結(jié)電容實(shí)現(xiàn)續(xù)流。其開關(guān)時(shí)序如圖3 所示。

圖3 類半橋開關(guān)時(shí)序Fig.3 Timing in quasi-half-bridge switch mode

對(duì)于該工作模式，其輸入均方根電壓Ud_rms滿足

式中：Uin為輸入電壓；d 為器件占空比。計(jì)算可知，當(dāng)d=50%時(shí)，LLC 諧振腔的輸入均方根電壓最大。故設(shè)定兩組開關(guān)管占空比均在50%左右。

對(duì)于該拓?fù)涞娜娖焦ぷ髂Ｊ?其相位與占空比與類半橋模式均有一定差別，開關(guān)管S1～S4依次導(dǎo)通，其中S1與S4占空比相同，S2和S3占空比相同。其開關(guān)時(shí)序如圖4 所示。由圖4 可知，在一個(gè)周期內(nèi)，4 個(gè)器件S1～S4交替導(dǎo)通，這種工作模式下開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的輸入增益變?yōu)檩斎氲?/2，與此同時(shí)輸出的方波頻率加倍，因此這種工作模式也被稱作倍頻工作模式。

圖4 三電平開關(guān)時(shí)序Fig.4 Timing in three-level switch mode

基于這種特性，如果在設(shè)置驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)需要保持與類半橋模式相同的輸出電壓方波頻率，在三電平模式下的開關(guān)頻率選取類半橋模式的一半即可，同時(shí)開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓幅值相對(duì)于類半橋模式減小了一半。這對(duì)減小控制器運(yùn)算負(fù)擔(dān)與減小開關(guān)器件應(yīng)力均有一定助益?；谏鲜鲈?，為使LLC諧振腔正常工作，應(yīng)保證開關(guān)網(wǎng)絡(luò)輸出電壓具有對(duì)稱性。因而S1、S4的占空比與S2、S3占空比應(yīng)滿足1∶3比例，也即d1=d4=0.25，d2=d3=0.75。

對(duì)于本設(shè)計(jì)，根據(jù)切換條件在兩種開關(guān)模式中選擇，其兩種開關(guān)模式的切換條件由輸入電壓決定。當(dāng)輸入電壓達(dá)到700 V 時(shí)，通過程序設(shè)置對(duì)兩種驅(qū)動(dòng)模式進(jìn)行切換。

1.4 LLC 參數(shù)設(shè)定

LLC 諧振腔是近年來被廣泛采用的一種軟開關(guān)拓?fù)?。LLC 諧振腔中包含兩個(gè)諧振頻率，當(dāng)Lr和Cr發(fā)生諧振時(shí)，諧振頻率為

而當(dāng)Lm、Lr與Cr共同諧振時(shí)，此時(shí)的諧振頻率為

設(shè)變換器系統(tǒng)的開關(guān)頻率為fs。根據(jù)開關(guān)頻率的不同，可將其頻率工作區(qū)域分為如下4 個(gè)部分：

（1）當(dāng)fs＞fr時(shí)，一次側(cè)主電路開關(guān)管具備ZVS條件，但二次側(cè)整流橋無法實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)操作。

（2）當(dāng)fm＜fs＜fr時(shí)，諧振腔工作狀態(tài)介于感性區(qū)和容性區(qū)之間，一次側(cè)主電路開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)ZVS操作，同時(shí)二次側(cè)整流模塊可以實(shí)現(xiàn)零電壓轉(zhuǎn)換。

（3）當(dāng)fs=fr時(shí)，一次側(cè)主電路開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS 操作，二次側(cè)整流模塊達(dá)到臨界ZCS 工作條件，同時(shí)變換器達(dá)到理論上最高的變換效率。

（4）當(dāng)fs＜fm時(shí)，諧振腔工作在容性區(qū)域，二次側(cè)整流模塊實(shí)現(xiàn)ZCS，但同時(shí)一次側(cè)主電路開關(guān)管失去ZVS 條件，這會(huì)大幅度增加開關(guān)損耗。因而通常不會(huì)將系統(tǒng)的工作頻率設(shè)置在這個(gè)位置。

由于LLC 諧振腔中Lm的工作大多由高頻變壓器中的勵(lì)磁電感所承擔(dān)，故在設(shè)計(jì)諧振腔參數(shù)前，優(yōu)先討論變換器的變壓器設(shè)計(jì)。LLC 諧振變換器的變壓器部分理論上采用單一變壓器即可實(shí)現(xiàn)，然而在寬電壓范圍變化要求和大功率的工況條件下，勵(lì)磁電感的設(shè)計(jì)將會(huì)非常小，這不利于后期諧振腔參數(shù)的匹配設(shè)計(jì)。因此，本設(shè)計(jì)中采用兩組獨(dú)立的變壓器構(gòu)建成為矩陣變壓器的方式實(shí)現(xiàn)，即原邊串聯(lián)、副邊并聯(lián)，其結(jié)構(gòu)如圖5 所示。

圖5 中，Lr1、Lr2為磁集成在兩變壓器磁芯上的諧振電感，Cr為諧振電容，Re1和Re2分別為LLC 負(fù)載電阻折合到兩變壓器原邊的等效電阻，Lm1和Lm2為兩臺(tái)串聯(lián)變壓器的勵(lì)磁電感。由于兩臺(tái)變壓器的勵(lì)磁電感和匝比相等，上述電路可以簡化為如圖6所示的等效電路。

圖5 高頻矩陣變壓器及LLC 諧振腔等效電路模型Fig.5 Model of equivalent circuit of high-frequency matrix transformer and LLC resonator

圖6 簡化LLC 等效電路模型Fig.6 Simplified LLC equivalent circuit model

圖6 中，諧振電感Lr、勵(lì)磁電感Lm和等效電阻Re分別為

確定變壓器結(jié)構(gòu)后，進(jìn)行具體參數(shù)的設(shè)計(jì)。參照設(shè)計(jì)指標(biāo)，以25 V 為最低輸出電壓Uout，當(dāng)輸入電壓為400 V 時(shí)，單個(gè)變壓器變比可設(shè)計(jì)為

當(dāng)輸入電壓為800 V 時(shí)，由于此時(shí)變換器處于三電平變換器模式，故實(shí)際輸入變壓器的電壓有效值應(yīng)介于400～800 V 之間。設(shè)定輸入電壓600 V，取輸出電壓為25 V，則對(duì)應(yīng)的單個(gè)變壓器變比為

同時(shí)，考慮輸出電壓25 V 對(duì)應(yīng)工況為限流60 A，并不是滿功率運(yùn)行工況，故高頻變壓器匝比選擇范圍限定在8～12 之間。后期制作變壓器設(shè)定匝比為8。當(dāng)變壓器變比固定后，需要考慮最高和最低頻率范圍。由于本設(shè)計(jì)中開關(guān)器件采用GaN HEMT，故在設(shè)計(jì)時(shí)設(shè)定最高開關(guān)頻率為500 kHz。最終根據(jù)參數(shù)迭代以及器件選型，設(shè)定設(shè)計(jì)參數(shù)如表3 所示。

表3 樣機(jī)關(guān)鍵參數(shù)Tab.3 Key parameters of prototype

其中，LLC 諧振腔的理論諧振頻率為173 kHz，故系統(tǒng)最低開關(guān)頻率可設(shè)置為

為了防止磁性器件加工后的誤差及漏感的影響，最低開關(guān)頻率需要保留一定的余量，以提高可靠性。同時(shí)考慮變壓器采用自冷方案散熱，因此流過變壓器磁芯的最大磁感應(yīng)強(qiáng)度Bmax需設(shè)置在150 mT附近，最終設(shè)定其頻率最低不得小于140 kHz。

2 仿真建模分析

根據(jù)第1 節(jié)中完成的參數(shù)設(shè)計(jì)，隨后借助PSIM仿真搭建堆疊半橋LLC 諧振變換器，如圖7 所示。并基于PSIM 模型進(jìn)行2 kW 工況的仿真驗(yàn)證。

圖7 堆疊半橋LLC 變換器PSIM 仿真模型Fig.7 PSIM simulation model of stacked half-bridge LLC converter

2.1 穩(wěn)態(tài)波形仿真

圖8 對(duì)應(yīng)為輸入電壓400 V、800 V，輸出電壓25 V，輸出功率1.5 kW 的仿真穩(wěn)態(tài)波形，其中，從上至下依次是諧振電感電流iLr、輸出電壓Uo、輸出電流Io和三電平逆變橋臂中的開關(guān)管S1、S3的漏源電壓UDS1、UDS3，其中圖8（b）中展示了在高壓輸入下的三電平驅(qū)動(dòng)模式波形。圖9 對(duì)應(yīng)為400 V、800 V 輸入，40 V 輸出，輸出功率2 kW 的仿真穩(wěn)態(tài)波形，參數(shù)對(duì)應(yīng)同圖8。

圖8 25 V 輸出1.5 kW 穩(wěn)態(tài)仿真波形Fig.8 Stable-state simulation waveforms with output of 25 V/1.5 kW

圖9 40 V 輸出2 kW 穩(wěn)態(tài)仿真波形Fig.9 Stable-state simulation waveforms with output of 40 V/2 kW

2.2 動(dòng)態(tài)波形仿真

在穩(wěn)態(tài)仿真的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步完成了400 V、800 V 輸入，33 V 輸出2 kW 切載動(dòng)態(tài)仿真，對(duì)應(yīng)仿真波形如圖10 所示。其中，從上至下依次是諧振電感電流波形、輸出電壓波形和輸出電流波形。上述仿真基本證明了堆疊半橋LLC 拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)有效性。

圖10 33 V 輸出2 kW 切載仿真波形Fig.10 Simulation waveforms under switching load with output of 33 V/2 kW

3 樣機(jī)測試

3.1 試驗(yàn)樣機(jī)搭建

基于前述理論設(shè)計(jì)與仿真分析，設(shè)計(jì)了堆疊半橋LLC 變換器樣機(jī)，其布局如圖11 所示。

圖11 堆疊橋式LLC 諧振變換器平面布局Fig.11 Plane layout of stacked bridge LLC resonant converter

圖12 為實(shí)物樣機(jī)俯視圖。樣機(jī)中一次側(cè)主開關(guān)管選取GaN 器件，使用4 支GaN Systems 的GS66516T 構(gòu)成堆疊半橋開關(guān)網(wǎng)絡(luò)。整流二極管選取硅器件。樣機(jī)主要元件選型如表4 所示。

圖12 堆疊橋式LLC 諧振變換器實(shí)物俯視圖Fig.12 Top view of prototype of stacked bridge LLC resonant converter

表4 樣機(jī)主要元件選型Tab.4 Types of main components in prototype

3.2 實(shí)驗(yàn)波形采樣

首先測試初級(jí)側(cè)開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的開關(guān)模式及其切換情況。圖13 為實(shí)際實(shí)驗(yàn)中測試采用的脈沖調(diào)制策略。

圖13 驅(qū)動(dòng)模式測試波形Fig.13 Test waveforms in drive mode

其中圖13（a）為類半橋模式的驅(qū)動(dòng)波形，圖13（b）為三電平模式的驅(qū)動(dòng)波形，圖13（c）為兩種模式切換的調(diào)制脈沖動(dòng)態(tài)調(diào)整波形。

測試變換器樣機(jī)的穩(wěn)態(tài)電壓變換波形。圖14 為輸入電壓400 V 與800 V，輸出電壓25 V，2 kW 功率輸出的穩(wěn)態(tài)波形，其中1、2 通道分別表示三電平逆變橋臂中的開關(guān)管S1、S3電壓，兩者的高電平分別表示了上橋臂、下橋臂的均壓狀態(tài)；3 通道表示輸出電壓；4 通道表示諧振電感電流波形。圖15 則為輸入電壓400 V 與800 V，輸出電壓33 V，2 kW 功率輸出的穩(wěn)態(tài)波形。圖14～圖15 表明，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)實(shí)測波形與仿真結(jié)果匹配良好。

圖14 25 V 輸出2 kW 穩(wěn)態(tài)測試波形Fig.14 Stable-state test waveforms with output of 25 V/2 kW

圖15 33 V 輸出2 kW 穩(wěn)態(tài)測試波形Fig.15 Stable-state test waveforms with 33 V/2 kW

進(jìn)一步對(duì)樣機(jī)進(jìn)行切載實(shí)驗(yàn)，圖16 為400 V 與800 V 輸入電壓，33 V 輸出電壓，2 kW 切載測試波形，其中1、2 通道分別表示三電平逆變橋臂中的開關(guān)管S1、S3電壓，兩者的高電平分別表示了上橋臂、下橋臂的均壓狀態(tài)；3 通道表示輸出電壓，4 通道表示諧振電感電流波形。圖16 表明，該樣機(jī)的切載穩(wěn)定性基本滿足設(shè)計(jì)要求。

圖16 33 V 輸出2 kW 切載測試波形Fig.16 Test waveforms under switching load with output of 33 V/2 kW

3.3 效率曲線

圖17 為輸入電壓為400 V、600 V 和800 V 條件下，輸出電壓為33 V 時(shí)的輸出功率與效率關(guān)系曲線，測得變換器峰值效率為93.89%左右。分析效率偏低的原因，主要可能由于采用二極管整流設(shè)計(jì)而導(dǎo)致。本設(shè)計(jì)中開關(guān)頻率變化范圍較大，先前設(shè)計(jì)中采用的NCP4305A 自驅(qū)同步整流芯片因死區(qū)時(shí)間設(shè)置范圍有限，在極端頻率條件下芯片極易工作異常導(dǎo)致諧振電流發(fā)生振蕩。同時(shí)，該芯片采用非隔離直接驅(qū)動(dòng)，其在關(guān)斷速度過慢或者開通速度過快時(shí)易造成同步整流管串?dāng)_振蕩，引發(fā)炸管。因此改用了硅二極管用于整流模塊設(shè)計(jì)以提高可靠性，但也在一定程度上限制了系統(tǒng)開關(guān)頻率與整機(jī)效率的進(jìn)一步提升。

圖17 效率曲線Fig.17 Curves of efficiency

4 總結(jié)與未來計(jì)劃

本文中設(shè)計(jì)了一臺(tái)400～800 V 寬輸入電壓范圍、輸出電壓25～40 V、滿載輸出功率2 kW 的堆疊半橋LLC 變換器，最高開關(guān)頻率達(dá)到500 kHz，整機(jī)峰值輸出效率達(dá)到93.89%。相較于之前的設(shè)計(jì)[8]，本文通過單級(jí)變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了較寬范圍的電壓輸入與電壓輸出，與特種重型車輛高壓母線工況相匹配。該設(shè)計(jì)應(yīng)用650 V 電壓等級(jí)GaN HEMT作為一次側(cè)開關(guān)器件，采用113CNQ100A 構(gòu)成二極管整流橋。仿真模擬與實(shí)物驗(yàn)證均證明了該設(shè)計(jì)的有效性，穩(wěn)態(tài)波形實(shí)驗(yàn)與切負(fù)載實(shí)驗(yàn)均表現(xiàn)良好。

但上述設(shè)計(jì)中尚且存在一些不足。整機(jī)峰值輸出效率偏低，分析可能的原因包括：二極管整流產(chǎn)生了較多的導(dǎo)通損耗，以及開關(guān)頻率偏低導(dǎo)致未能有效發(fā)揮GaN 器件在高頻下的優(yōu)勢(shì)。這些有待于在未來的工作中進(jìn)一步研究與解決。未來工作中計(jì)劃改進(jìn)原有同步整流驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)，采用同步整流模塊替代二極管整流，提升開關(guān)頻率，充分發(fā)揮GaN 器件在高頻下的性能優(yōu)勢(shì),最終提高效率和功率密度。此外，GaN 器件的驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)有待于進(jìn)一步改進(jìn)以匹配高頻開關(guān)操作。

<1)，且各件產(chǎn)品是否為不合格品相互獨(dú)立．