一種新型網(wǎng)格微帶單脈沖天線

花鵬成,謝國(guó)君,宋 誠(chéng),駱定一,張立東

（上海無(wú)線電設(shè)備研究所,上海 201109）

0 引言

單脈沖天線是單脈沖雷達(dá)重要的電磁波發(fā)射與接收裝置,為雷達(dá)同時(shí)提供和、方位差、俯仰差3通道信息,可以通過(guò)天線發(fā)射的和差波束在一個(gè)回波脈沖內(nèi)獲得目標(biāo)的位置信息。傳統(tǒng)的單脈沖雷達(dá)多采用反射面、微帶和波導(dǎo)縫隙等天線形式。單脈沖反射面天線一般采用4波導(dǎo)或5波導(dǎo)饋源結(jié)構(gòu),容易實(shí)現(xiàn)單脈沖天線性能且結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。但反射面天線縱向尺寸較大,在結(jié)構(gòu)尺寸受限時(shí),往往因饋源遮擋導(dǎo)致天線效率低、副瓣電平差。微帶天線具有質(zhì)量輕、易與電路集成、成本低等特點(diǎn)。但由于微帶天線介質(zhì)損耗較大,造成饋電網(wǎng)絡(luò)損耗大,致使天線效率降低,往往難以實(shí)現(xiàn)較高的增益。波導(dǎo)縫隙天線通過(guò)在波導(dǎo)寬壁上不同位置處開(kāi)縫,切割電磁波達(dá)到輻射能量的目的,具有增益高、副瓣低且性能穩(wěn)定的特點(diǎn),是目前應(yīng)用最廣泛的導(dǎo)引頭單脈沖天線之一。波導(dǎo)縫隙天線輻射縫隙的長(zhǎng)度、寬度及偏離波導(dǎo)中心的距離等參數(shù)共同決定了陣面的錐削分布,因此,波導(dǎo)縫隙天線設(shè)計(jì)較為復(fù)雜,加工精度要求高。

為解決上述問(wèn)題,本文設(shè)計(jì)了一種新型的微帶網(wǎng)格陣面結(jié)構(gòu)及相應(yīng)的環(huán)形耦合微帶功分器。通過(guò)天線輻射陣面與和差器的聯(lián)合設(shè)計(jì),在不降低天線陣列性能的基礎(chǔ)上,采用微帶天線實(shí)現(xiàn)相同的功能。

1 天線陣面的設(shè)計(jì)

1.1 輻射原理

本文采用了一種新型的微帶網(wǎng)格陣面結(jié)構(gòu)。與普通波導(dǎo)縫隙陣面結(jié)構(gòu)相比,該結(jié)構(gòu)具有剖面低,重量輕,成本低等優(yōu)點(diǎn)。天線陣面為四象限對(duì)稱布局,1/4微帶網(wǎng)格天線陣面結(jié)構(gòu)如圖1所示。天線縱向微帶線為有效輻射單元,長(zhǎng)度為λ/2,其中λ為電磁波在微帶板中的有效波長(zhǎng),橫向微帶線是傳輸線,長(zhǎng)度為λ。

圖1 1/4微帶網(wǎng)格天線陣面結(jié)構(gòu)

在由微帶線組成的每一個(gè)矩形環(huán)上,短邊上有相同半波電流,而長(zhǎng)邊上有全波電流,其結(jié)果是縱向分量同相疊加,橫向分量相互抵消。微帶線的寬度和微帶線與饋電點(diǎn)間的距離決定了縱向微帶線的電流分布?？梢酝ㄟ^(guò)調(diào)整縱向微帶線的寬度來(lái)改變每個(gè)輻射單元的電流大小,使陣面電流分布符合泰勒分布,實(shí)現(xiàn)減小副瓣的目的。

在微帶網(wǎng)格天線陣的設(shè)計(jì)中,無(wú)論采取線陣還是面陣結(jié)構(gòu),都需要確定長(zhǎng)邊和短邊長(zhǎng)度。為了確定長(zhǎng)邊長(zhǎng)度,需要首先確定有效波長(zhǎng)λ,其求解的經(jīng)驗(yàn)公式為

式中:a為待定常數(shù);λ為電磁波在自由空間中的波長(zhǎng);ε為介電常數(shù)的實(shí)部。本文a取值為1.02,ε取值為2.2,使用羅杰斯5880板材設(shè)計(jì)微帶網(wǎng)格天線陣。

采用HFSS軟件對(duì)天線H面和E面的電場(chǎng)矢量分布進(jìn)行仿真,結(jié)果如圖2所示。

圖2 天線電場(chǎng)矢量分布圖

從圖2可以很直觀地看出,在工作中心頻率f處,微帶網(wǎng)格長(zhǎng)邊上的電流矢量呈現(xiàn)全波長(zhǎng)分布,短邊上的電場(chǎng)矢量呈現(xiàn)半波長(zhǎng)分布。

天線微帶網(wǎng)格矩形環(huán)的長(zhǎng)邊基本上作為傳輸線工作,而短邊則既為輻射單元,又有傳輸線的作用。假設(shè)瞬時(shí)電流呈駐波分布,在所有的短邊上的電流都同相,使得所有短邊輻射因?yàn)橥喁B加而增強(qiáng);而所有網(wǎng)格長(zhǎng)邊上的電流成對(duì)反相,使得長(zhǎng)邊輻射（理想狀態(tài)下）抵消為零。所以該網(wǎng)格天線陣列的增益正比于短邊的數(shù)量。采用HFSS軟件進(jìn)行仿真,通過(guò)天線微帶線上的電流密度分布可知,長(zhǎng)邊上的電流是互相抵消的,而短邊上電流沿同一方向增強(qiáng)。

1.2 陣面加權(quán)設(shè)計(jì)

在完成天線的初步設(shè)計(jì)后,根據(jù)天線具體的使用要求,進(jìn)行陣列天線方向圖綜合。天線方向圖綜合一般先確定天線輻射方向圖要求,再用系統(tǒng)方法來(lái)設(shè)計(jì)滿足方向圖要求的天線結(jié)構(gòu)參數(shù)和電參數(shù),如陣元間距、陣元數(shù)量、激勵(lì)幅度、激勵(lì)相位等。

常用的天線方向圖綜合方法一般分為3類。第一類方法是提出主瓣寬度和旁瓣電平的要求,然后確定陣因子中輻射單元的激勵(lì)幅度或者相位等。常見(jiàn)的方法有多爾夫-切比雪夫（Dolph-Chebyshev）綜合法和泰勒（Taylor）線源綜合法。這兩種方法都是采用切比雪夫（Chebyshev）多項(xiàng)式來(lái)獲得指定旁瓣下的最窄主瓣寬度,但Taylor線源綜合法相比Dolph-Chebyshev綜合法來(lái)說(shuō),可以避免高Q值或者窄帶工作。第二類方法是對(duì)方向圖形狀進(jìn)行設(shè)計(jì),通過(guò)確定單元數(shù)量、間距分布和激勵(lì),用綜合的最佳陣因子取代預(yù)期方向圖。常見(jiàn)的方法有傅里葉變換法和伍德沃德-勞森（Woodward-Lawson）法。第三類方法是利用微擾法來(lái)不斷調(diào)整已知的方向圖來(lái)實(shí)現(xiàn)所需要的方向圖指標(biāo)。

Dolph-Chebyshev綜合法的重要特性是:若指定主副瓣比值（即指定旁瓣電平）,則第一零點(diǎn)的波束寬度最窄;若指定波束寬度,則主副瓣比值最大。因此Dolph-Chebyshev綜合法適合方向性強(qiáng)和波束窄的天線方向圖綜合。但上述特性會(huì)導(dǎo)致天線工作頻帶偏窄。Taylor線源法采用Chebyshev多項(xiàng)式的改進(jìn)形式,可以避免窄帶工作,更適合于激勵(lì)的優(yōu)化。在對(duì)天線方向圖優(yōu)化時(shí),本文主要采用的是第一類方法中的Taylor線源法。

本文設(shè)計(jì)的微帶網(wǎng)格天線方位面上有8個(gè)有效輻射單元,俯仰面上有6個(gè)有效輻射單元,旁瓣電平優(yōu)化指標(biāo)為-30 dB,等副瓣數(shù)為5。根據(jù)泰勒陣列綜合公式,計(jì)算得到方位面8個(gè)輻射單元的電流比為0.440 7∶0.801 7∶1.241 4∶1.516 3∶1.516 3∶1.241 4∶0.801 7∶0.440 7,俯仰面6個(gè)輻射單元的電流比為0.480 6∶1.032 4∶1.486 9∶1.486 9∶1.032 4∶0.480 6。將方位面電流分布和俯仰面電流分布一一相乘,便能得到整個(gè)陣面的電流分布。

在得到電流分布后,就可以計(jì)算微帶線的阻抗。在微帶網(wǎng)格天線陣列中,每個(gè)輻射單元可視為并聯(lián)后再次串聯(lián),得到電流比后,阻抗比就是電流的反比。方位面8個(gè)輻射單元的阻抗比為2.269 3∶1.247 3∶0.805 6∶0.659 5∶0.659 5∶0.805 6∶1.247 3∶2.269 3,俯仰面6個(gè)輻射單元的阻抗比為2.080 6∶0.968 6∶0.672 5∶0.672 5∶0.968 6∶2.080 6。設(shè)并聯(lián)后總阻抗為50Ω,利用微帶線計(jì)算工具可分別求得各天線陣元阻抗。在求得所有輻射單元的微帶線寬度后,對(duì)整個(gè)陣面的方向圖進(jìn)行仿真計(jì)算,根據(jù)計(jì)算結(jié)果再對(duì)微帶線寬度進(jìn)行微調(diào),多次迭代以達(dá)到最佳工作狀態(tài)。因天線邊緣電流分布很小,導(dǎo)致求得的微帶線寬度過(guò)小,工程中無(wú)法實(shí)現(xiàn)。把過(guò)小的微帶線寬度均改為0.2 mm,再次進(jìn)行整體優(yōu)化,最終得到整個(gè)陣面輻射單元的微帶線寬度。優(yōu)化后的微帶線寬度最小值為0.18 mm,工程中可以實(shí)現(xiàn),且不易脫落。

2 天線和差器設(shè)計(jì)

天線和差器由4個(gè)微帶形式的混合環(huán)形網(wǎng)絡(luò)組成,混合環(huán)形網(wǎng)絡(luò)如圖3所示。端口1和端口2為混合環(huán)形網(wǎng)絡(luò)的輸入端口,端口3和端口4分別為其差端口與和端口。當(dāng)端口1和端口2同相等幅輸入時(shí),差端口與輸入端口的相差為180°。

圖3 混合環(huán)形網(wǎng)絡(luò)

該和差器有8個(gè)端口,其中端口1～端口4通過(guò)金屬通孔與上層的微帶輻射陣面連接,端口5～端口8分別為和端口、俯仰差端口、方位差端口和匹配端口,如圖4所示。

圖4 和差器

和差器的傳輸性能如圖5所示,其中S,S,S,S分別為和端口到4個(gè)1/4輻射陣面的傳輸系數(shù)?？梢钥闯?傳輸系數(shù)S,S,S,S基本相等,均為-6.0 dB左右?？紤]微帶板和微帶線的插入損耗,最終仿真結(jié)果為-6.2 dB。

圖5 和差器S參數(shù)

3 仿真結(jié)果

基于圖6所示天線仿真模型,對(duì)天線4個(gè)端口的駐波系數(shù)進(jìn)行仿真,結(jié)果如圖7所示?？梢钥闯?和差器的和差端口駐波系數(shù)都小于1.5,性能良好。

圖6 天線全陣面仿真模型

圖7 和差器駐波系數(shù)

在中心頻率處對(duì)天線方向圖進(jìn)行仿真,結(jié)果如圖8所示?？芍?天線的增益為21.4 dB,和差矛盾為3.7 dB,副瓣低于-20 dB,零深小于-30 dB,輻射效率為85%。

圖8 天線和差波束方向圖

按陣面電流等幅度分布和泰勒分布分別對(duì)天線方向圖進(jìn)行加權(quán)優(yōu)化,如圖9所示?？梢钥闯?因?yàn)镋面上的單元數(shù)比較少,泰勒分布的副瓣比等幅分布低1.4 dB,H面上單元較多,泰勒分布的副瓣比等幅度分布低6.0 dB。

圖9 不同算法加權(quán)優(yōu)化后的天線方向圖

4 結(jié)束語(yǔ)

本文提出了一種新型網(wǎng)格微帶單脈沖天線設(shè)計(jì)方法,該天線具有良好的單脈沖性能,且相較于傳統(tǒng)的單脈沖天線更易于設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn),在導(dǎo)彈和衛(wèi)星領(lǐng)域有較廣闊的應(yīng)用前景。但該天線也存在頻帶不易展寬的缺點(diǎn)。隨著工作頻率的提高,寄生輻射能量變大,因此該天線不適合在高頻段應(yīng)用。另外,本文所提的網(wǎng)格微帶陣列天線方向圖綜合方法還有許多待完善的地方。該天線方位面的副瓣優(yōu)化比較理想,但俯仰面的副瓣優(yōu)化并不是太理想,有可能是方位面的輻射單元錯(cuò)位排列引起的。同時(shí),在網(wǎng)格天線方向圖的陣列綜合時(shí)沒(méi)有考慮互耦效應(yīng)。在微帶天線中,互耦效應(yīng)十分明顯,這直接導(dǎo)致天線需要在理論計(jì)算值上進(jìn)行進(jìn)一步優(yōu)化。