光子防火墻中42 Gbit/s BPSK 信號4位全光模式匹配系統(tǒng)及實驗驗證

張琦涵，鞏小雪，李瑞，李新，黃善國，郭磊,4

（1.東北大學計算機科學與工程學院，遼寧 沈陽 110819；2.重慶郵電大學智能通信與網絡安全研究院，重慶 400065；3.北京郵電大學電子工程學院，北京 100876；4.杭州中科先進技術研究院，浙江 杭州 310005）

0 引言

隨著第五代固定網絡（F5G,the 5th generation fixed network）時代的到來[1]，全光纖聯接、超大帶寬和極致體驗的基本要求使光網絡成為部署最廣泛且最重要的通信基礎設施之一。光網絡將不可避免地承擔越來越多的諸如金融交易、醫(yī)療記錄和機密知識產權等敏感信息的傳輸。盡管可有效抗擊電磁干擾的光纖曾被認為是安全的數據傳輸介質，但隨著英國直接從光纜上獲取信息的“顳颥計劃”[2]的曝光以及眾多威脅光纖傳輸安全的技術（如光纖物理接入竊聽[3-5]、高功率信號注入和低速率信號串擾[5]等）不斷成熟，安全的光纖傳輸系統(tǒng)也開始引起越來越多的關注。

近20 年來，為了提高光纖傳輸的安全性，出現了很多光網絡解決方案。例如，使用全光邏輯門進行光信號的加解密[6]、光隱寫術[2]、混沌激光通信[7]和光子防火墻[8]等各種主動的或被動的光層安全技術。其中，與電子防火墻的功能類似，光子防火墻通過檢查每個部署了光子防火墻節(jié)點的數據包，并根據預先配置的規(guī)則和策略決定對甄別出來的特定數據執(zhí)行某些操作，可稱為光網絡抵御網絡攻擊的第一道防線。歐盟的WISDOM（wirespeed security domains using optical monitoring）項目[9]是目前最成功的光子防火墻研究，該項目證明了使用全光信號處理技術的光子防火墻可以避免通信節(jié)點內部的光電光轉換，同時在保證系統(tǒng)一定體積、成本和復雜度的情況下可有效將信息處理速率提高至42.6 Gbit/s。

文獻[9]表明全光模式匹配系統(tǒng)是光子防火墻中的核心組件，它可以在光網絡中識別輸入序列中是否存在設定的目標序列。光子防火墻后續(xù)的策略執(zhí)行全都依賴于全光模式匹配系統(tǒng)的識別結果，只有全光模式匹配系統(tǒng)的識別速率高，光子防火墻的處理速率才可能高。文獻[8]已經驗證了WISDOM 項目42.6 Gbit/s的信號識別。限于時代特征，該系統(tǒng)僅能處理當時應用較為廣泛的開關鍵控（OOK,on-off keying）調制或強度調制（IM,intensity modulation）信號。此后，隨著處理速率的要求不斷提高，陸續(xù)出現了幾種改進型系統(tǒng)。例如，文獻[10]將文獻[8]的串行循環(huán)識別結構替換為并行結構，在提高識別效率的同時仍能處理40 Gbit/s 速率的信號；文獻[11-12]通過將文獻[8]中的半導體光放大器（SOA,semiconductor optical amplifier）替換為高非線性光纖（HNLF,high non-linear fiber），從而避免了SOA 中載流子恢復時間長而導致的處理速率受限問題，將識別速率提高到80 Gbit/s和160 Gbit/s。盡管文獻[10]的并行結構方案和文獻[11-12]將SOA 替換為HNLF 方案都提高了處理速率，但處理的數據格式仍然是OOK 調制，這種調制格式已經不能滿足當前F5G的發(fā)展要求，新方案必須能支持相位調制以使更多高階調制格式可以應用于F5G。為此，又出現了針對相位調制格式的全光模式匹配系統(tǒng)。例如，文獻[13-15]設計了適用于二進制相移鍵控（BPSK,binary phase shift keying）信號的全光模式匹配系統(tǒng)，這些系統(tǒng)也使用了HNLF，處理速率高達100～200 Gbit/s。文獻[16-17]雖然設計了適用于正交相移鍵控（QPSK,quadrature phase shift keying）信號的全光模式匹配系統(tǒng)，也通過HNLF 使處理速率提高到200 GBaud，但由于其只能識別輸入QPSK 序列的一路信息，這僅相當于針對一路BPSK 調制格式的輸入序列進行識別，處理速率只能等效為200 Gbit/s。遺憾的是，雖然支持相位調制格式的全光模式匹配系統(tǒng)設計的處理速率不斷提高，但還都僅限于數值仿真說明，在實驗驗證方面，支持相位調制格式的全光模式匹配系統(tǒng)還處于初級階段。文獻[18-19]在平面光波導（PLC,planar lightwave circuit）上針對BPSK 信號分別設計了固定目標序列和可編程目標序列的全光模式匹配系統(tǒng)，速率均達到40 Gbit/s。但文獻[18-19]方案都需要在PLC 上設計特定的光路且需要使用光子集成技術做成專用光學芯片，造價和時間成本高。文獻[20]以文獻[8]為基礎，針對BPSK 信號設計了全光模式匹配系統(tǒng)，并使用分立的商用光學器件構建實驗系統(tǒng)，器件易獲得，系統(tǒng)擴展性好，但系統(tǒng)最終的處理速率僅有2.174 Mbit/s。因此，針對BPSK 信號，設計能夠進行實驗驗證的高速全光模式匹配系統(tǒng)，對實現高速光子防火墻并推動其在F5G 時代的應用具有非常重要的理論意義和現實價值。

本文主要的研究工作如下。

1) 設計了光子防火墻中針對BPSK 信號的高速全光模式匹配系統(tǒng)，并使用可獲得的商用分立光學器件搭建了實驗系統(tǒng)進行驗證。

2) 詳細分析了設計的全光模式匹配系統(tǒng)的實現原理，通過求解四波混頻（FWM,four-wave mixing）過程的耦合振幅方程得到輸出信號的具體表現形式。并根據該表現形式得到了能夠實現全光模式匹配功能的具體條件，該條件可用于指導實驗過程中間信號的質量測量。

3) 仿真結果表明，所提系統(tǒng)能夠從有限長度的輸入序列中正確地識別到目標序列，且表征全光模式匹配結果的高電平脈沖輸出的位置就是目標序列的最后一位在輸入序列時間窗中的對應位置；實驗結果也證實，所提系統(tǒng)可以在長度為8位的42 Gbit/s BPSK 輸入序列中識別出4位目標序列，進一步驗證了BPSK 信號的全光模式匹配的可行性。

1 實現原理

BPSK 全光模式匹配系統(tǒng)原理如圖1 所示。詳細分析之前，為解釋所提系統(tǒng)實現全光模式匹配功能的原理，進行如下理想化假設。

1) 忽略連續(xù)激光二極管（LD,laser diode）的線寬影響，則LD1和LD2的輸出在時域上可視為常數。

2) IQ 馬赫?曾德爾調制器（IQ-MZM,in-phase and quadrature Mach-Zehnder modulator）為單驅推挽結構，忽略其衰減且假設其子MZM和母MZM的消光比都為無窮大，則2 個IQ-MZM 內各個MZM的上下臂分光相同。

3) BPSK 調制格式的光信號為窄帶信號，可以認為輸入HNLF 中的幾個光信號準連續(xù)。

4) 忽略HNLF 中的泵浦功率損耗，且假設泵浦功率遠大于信號功率。

5) IQ-MZM的輸出光纖為保偏光纖，可以認為所有在HNLF 中發(fā)生的FWM 現象都對齊同一個線性偏振態(tài)。

6) 只考慮HNLF的前向傳播結果，忽略受激布里淵散射（SBS,stimulated Brillouin scattering）對輸出結果的影響；窄帶信號輸入以及幾個光信號較近的工作波長使受激拉曼散射（SRS,stimulated Raman scattering）的影響不在輸出結果的帶寬范圍內，忽略SRS 對輸出結果的影響。

下面，詳細分析BPSK 信號實現全光模式匹配功能的原理。由圖1 知，針對BPSK 信號的全光模式匹配系統(tǒng)包括3 個主要過程：正負IM 信號的產生、第一次四波混頻FWM1和第二次四波混頻FWM2。

圖1 BPSK 全光模式匹配系統(tǒng)原理

在正負IM 信號的產生過程中，輸出波長不同的LD1和LD2分別輸入2 個IQ-MZM 中，設LD1的輸出幅值為常數c1，中心頻率為f1；LD2的輸出幅值為常數c2，中心頻率為f2。每個IQ-MZM 事先由各自的直流偏置（DC,direct current bias）設置為如下的工作點：設置每個IQ-MZM的I 路子MZM工作在最小點（Null）；設置每個IQ-MZM的Q 路子MZM 工作在最大點（Peak）；設置LD1輸入的IQ-MZM的母MZM 工作在Peak；設置LD2輸入的IQ-MZM的母MZM 工作在Null。由于2 個IQ-MZM都是通過集成光子技術制成的分立光器件，每個IQ-MZM 中各MZM 刻寫在同一襯底上且為保證上下臂光信號的干涉各MZM的上下臂長度應一致，不存在因光路長度不同引起的相位不一致問題，這可以在實驗中避免使用復雜的鎖相環(huán)電路。于是上述設置的DC 可使每個IQ-MZM的I 路子MZM 輸出BPSK 信號而Q 路子MZM 分別輸出與各自I 路同相的相干載波和反相的相干載波，最終每個IQ-MZM的I 路BPSK 信號和Q 路相干載波經母MZM 干涉后將輸出互為反向的IM 信號，上述設置的具體解釋如式(1)～式(4)所示。

設2 個IQ-MZM的I 路射頻輸入為任意波形發(fā)生器通道1（AWG CH1,channel 1 of arbitrary waveform generator）輸出的2 個互為差分的雙極性不歸零（NRZ,non-return to zero）信號EBPSK(t)和?EBPSK(t)，二者因同為CH1的輸出而保持時間起點的同步。如此2 個IQ-MZM的輸出端將輸出2 個互為反向的IM 信號PBPSK?P(t)和PBPSK?N(t)，如式(1)和式(2)所示。

得到互為反向的2 個IM 信號之后，將反向的IM 信號經過時域延時線（TDL,time delay line）TDL1延遲一個符號的時間τ，再與未經延遲的正向IM 信號經波分復用器（MUX,multiplexer）耦合，送入下一個主要過程——FWM1。

在FWM1中，經摻鉺光纖放大器（EDFA,erbium doped fiber amplifier）EDFA1放大后的信號耦合進HNLF1中即可激發(fā)2 個簡并的FWM 過程，分別在中心頻 率 2f1?f2和2f2?f1處生成 閑頻信 號IAND?11(z,t)和IAND?12(z,t)，FWM 過程的中心頻率變化如圖2 所示。

圖2 FWM 過程的中心頻率變化

每個簡并FWM 過程都可用一組由正向輸入的IM 信號PBPSK?P(t)、經過延遲的反向輸入IM 信號PBPSK?N(t?τ)和FWM 生成的閑頻信號IAND?11(z,t)或IAND?12(z,t)參與的耦合振幅方程[21]描述，分別如式(5)和式(6)所示。

其中，z的增長方向為信號沿光纖的前向傳播方向；γ為HNLF 在工作波長λc附近的平均非線性參量；Δk11=βBPSK?N+βAND?11?2βBPSK?P，Δk12=βAND?12?2βBPSK?N，其中，βBPSK?N 為窄帶信號PBPSK?N(t?τ)在中心頻率f2處的傳播常數，βAND?11為窄帶信號IAND?11(z,t)在中心頻率 2f1?f2處的傳 播常數，βBPSK?P為窄帶信號PBPSK?P(t)在中心頻率f1處的傳播常數，βAND?12為窄帶信號IAND?12(z,t)在中心頻率 2f2?f1處的傳播常數，Δk11和Δk12為由各中心頻率處的傳播常數表示的相位失配參量，變量上的杠線如為該變量的共軛。

求解式(5)和式(6)可得到FWM 過程新生成的閑頻信號IAND?11(z,t)和IAND?12(z,t)，結果分別如式(7)和式(8)所示。

經分析可知，式(7)和式(8)的主要部分來自M(t)和M′(t)，這部分的結果將影響FWM 過程最后的作用效果。為簡化分析，這里可考慮令再利用EMax將EBPSK(t)和EBPSK(t?τ)歸一化為E(t)和E(t?τ)，易知，歸一化后二者的取值將只有+1 或?1。于是式(7)和式(8)中的主要部分M(t)和M′ (t)可表示為

顯然，M(t)和M′ (t)的幅值是互為反向的。由E(t)和E(t?τ)的取值可以列出M(t)和M′ (t)的真值表，如表1 所示。

表1 M (t)和M ′(t)的真值表

將FWM1生成的2 個AND 結果經由傅里葉光學濾波器（FD-OP,Fourier domain-optical filter）FD-OP1濾出，把其中一個AND 結果IAND?12(z,t)經TDL2 延遲2 個符號的時間2τ后與未經延遲的AND 結果IAND?11(z,t)通過MUX 耦合，即進入最后一個主要過程——FWM2。

在FWM2中，經EDFA2放大后的耦合信號耦合進HNLF2中再經歷一次FWM 過程，可在中心頻率2(2f1?f2) ? (2f2?f1)=5f1? 4f2處生成 閑頻信 號IAND?2(z,t)，如圖2 所示。則輸入信號IAND?11(z,t)、IAND?12(z,t? 2τ)和生成的閑頻信號IAND?2(z,t)應滿足如式(10)所示的耦合振幅方程。

其中，Δk2=βAND?12+βAND?2?2βAND?11，其含義與式(5)或式(6)相似。由于IAND?2(z,t)是FWM2過程的結果，將FWM1過程生成的完整結果代入后求得的結果將異常復雜，這里借用式(9)提取的M(t)和M′(t)來表示式(10)的求解結果，如式(11)所示。

易知，FWM2生成的閑頻信號IAND?2(z,t)的主要部分將由M2(t)M′(t?2τ)決定。由表1 可知，M2(t)M′(t?2τ)的可能取值只有0和+64 這2 個值，其中，只有當E(t)=+1、E(t?τ)=? 1、E(t?2τ)=+1和E(t?3τ)=?1時，M2(t)M′(t?2τ)才能取得高電平+64，也就是所提系統(tǒng)將只對目標序列?1,+1,?1,+1（0101）輸出高電平，即對該目標序列實現了全光模式匹配功能。顯然，輸出高電平的位置也指示了輸入序列中目標序列最后一位1 對應的位置。最后，直接通過FD-OP2將帶有全光模式匹配結果的閑頻信號IAND?2(z,t)濾出，再經過光電探測器（PD,photodiode）進行光電轉換，即可從示波器（OSC,oscilloscope）中觀測到針對目標序列0101的識別結果。

需要說明的是，實現原理雖然說明本文所提系統(tǒng)僅能對目標序列0101 進行全光模式匹配，但在本文的實驗條件下已能驗證其高速性和有效性，并適用于未來的高速光子防火墻。如果希望對更多位任意的目標序列進行全光模式匹配，則需要重新修改圖1的器件連接并增加進行AND 操作的FWM過程。文獻[10]給出了一種與本文類似的并行識別結構，但由于多個AND 操作所用器件太多，并不適用于本文實驗條件下的實驗驗證。

2 仿真驗證

2.1 仿真平臺與參數設計

本文使用光纖傳輸系統(tǒng)仿真軟件VPI Transmission Maker 9.5 對所提系統(tǒng)進行仿真驗證，系統(tǒng)設置如圖1 所示。為了使仿真系統(tǒng)盡可能地與實驗相接近，仿真時選用的參數幾乎都選用了實驗所用元器件型號參數的典型值，如表2 所示。

表2 仿真參數

表2中給出的條目是依照仿真軟件對元器件的設置參數，可以與工程上常用的參數互相轉化，如電放大器（EA,electrical amplifier）的飽和功率可以指明輸入 IQ-MZM 中的信號最大幅度由式(9)的假設可知，理想的EMax=VπRFπ ≈ 2.55V，這里依照表2 設置的參數與該值已十分接近。式(5)、式(6)和式(10)中提到的HNLF 非線性參量如式(12)所示。

2.2 仿真結果

根據表2的參數設置，假設8位BPSK 信號的輸入序列為11010100。這里首先驗證逼近式(9)的假設條件。2.1 節(jié)的參數設置已經說明了EA的飽和功率設置將使EMax逼近式(9)的假設條件。此時得到的正反向IM 信號如圖3 所示。從圖3 中可以看到，2 個IM 信號互為反向且調制器的輸出最小值非常接近0，或者說，BPSK 信號轉化成的正反向IM 信號的調制深度應足夠接近1，這時才能足夠逼近式(9)，最終得到正確的全光模式匹配結果；同時，這個條件也可以在實驗驗證時作為正反向IM 信號質量測量結果的參考。

圖3 正向IM 信號PBPSK?P(t)和反向IM 信號PBPSK?N(t)

在近似滿足了式(9)的假設條件后，分別設置3 個8位BPSK 信號的輸入序列為11010100、11001100和10011100。根據第1 節(jié)實現原理可知，本文設計的系統(tǒng)僅能識別目標序列0101，這3 個輸入序列的設置將指明所提系統(tǒng)對目標序列中的比特位置調換（0011）和僅發(fā)生一個比特改變（0111）的相似目標序列的處理能力，其結果如圖4 所示。從圖4 中可以看到，只有特定的目標序列0101 才能輸出高電平的全光模式匹配結果脈沖。對比圖3 可知，脈沖出現的位置就是目標序列的最后一位在輸入序列中對應的位置。在8位輸入序列的舉例中，可假設高電平全光模式匹配結果脈沖的判決閾值為0.03 A，如圖4 所示。這也證明了所提系統(tǒng)具有全光模式匹配的能力。

圖4 8位輸入序列中針對不同目標序列的識別結果與判決閾值

接下來，隨機設置512位BPSK 信號的輸入序列，以此驗證所提系統(tǒng)的可行性?？紤]到4位目標序列0101 可能在隨機設置的輸入序列中出現多次，結果可能出現許多個高電平脈沖，這里首先使用眼圖來驗證，結果如圖5 所示。從圖5 可以發(fā)現，在最佳判決時刻（大約36 ps），眼圖具有2 個較大的張口，但其中高的張口（0.12 A 以上的張口）比低的張口（0.02 A以下的張口）大很多。易知，高張口代表全光模式匹配結果的高電平脈沖，而低張口應是其他原因造成的干擾。這個問題很好解決，只要提高全光模式匹配結果高電平脈沖的判決閾值即可。將判決閾值設置為最大張口的最小值與最小張口的最大值的均值，約0.06 A，即可避開低張口的干擾，從而找到正確的識別位置。將判決閾值直接應用到512位輸入序列的時域全光模式匹配結果，如圖6 所示。經查驗知，圖6的每個高電平脈沖都指明了目標序列0101的最后一位1 在輸入序列中的正確位置，這驗證了所提系統(tǒng)的可行性。

圖5 512位隨機輸入序列全光模式匹配結果眼圖

圖6 512位隨機輸入序列全光模式匹配結果

綜上可知，本文所提系統(tǒng)能夠從一段有限長度的輸入序列中正確地識別目標序列，且表征全光模式匹配結果的高電平脈沖輸出的位置就是目標序列的最后一位在輸入序列時間窗中的對應位置，實現了BPSK 信號的全光模式匹配。

3 實驗驗證

3.1 儀器/元器件的型號及參數配置

本文還對所提系統(tǒng)進行了實驗來驗證針對BPSK 信號的全光模式匹配。實驗所用的主要儀器/元器件的型號及主要參數如表3 所示。

表3 實驗所用的主要儀器/元器件的型號及主要參數

參數配置直接按照圖1 所示的系統(tǒng)進行連線，按照第1 節(jié)實現原理中所述的偏置點設置IQ-MZM的工作DC和TDL的延遲，AWG 輸出的BPSK 輸入序列設為11010100。

實驗過程中，2 個IQ-MZM的偏置點設置可能隨著溫度、機械振動等環(huán)境因素緩慢變化，但短時間內仍能保持準確設置偏置點，本文實驗驗證也是在這種情況下進行的。如需保持IQ-MZM 偏置點設置的長期穩(wěn)定以保證所提系統(tǒng)長期穩(wěn)定的使用，可選用如文獻[22]中所采用的偏置點穩(wěn)定產品。

3.2 實驗結果

最終OSC 中輸出的實驗結果如圖7 所示。輸出的結果是不斷重復的高電平脈沖，這是因為AWG 必須要循環(huán)輸出8位BPSK 信號的輸入序列。這并不會對最后的全光模式匹配結果造成影響，只是會以固定周期循環(huán)輸出表征全光模式匹配結果的高電平脈沖。通過OSC的M1和M2這2 個標記可以看到，這種循環(huán)的周期約為187.5 ps，與42 Gbit/s 8位BPSK信號的輸入序列時間長度190.48 ps 幾乎一致。

圖7 OSC 中輸出的實驗結果

為了進一步說明圖7所示的高電平脈沖就是全光模式匹配的結果，這里放大該脈沖，結果如圖8 所示。通過M1和M2這2 標記可以看到，該脈沖的周期約為25 ps，與42 Gbit/s BPSK信號的一個符號周期23.81 ps近似相等，更說明了該脈沖就是表征全光模式匹配結果的高電平脈沖。這也驗證了針對4位目標序列的42 Gbit/s BPSK 信號的全光模式匹配。

圖8 放大圖7 所示的高電平脈沖

綜上，實驗進一步驗證了所提系統(tǒng)進行全光模式匹配的能力，可在一段8位長的42 Gbit/s BPSK輸入序列中識別出4位長的目標序列。高速的全光模式匹配處理使之能夠適用于對數據速率要求較高的光子防火墻。

4 結束語

本文對光子防火墻中針對BPSK 信號的全光模式匹配系統(tǒng)進行了深入研究，設計了速率高達42 Gbit/s的BPSK 全光模式匹配系統(tǒng)，詳細分析了其實現原理，并通過仿真和實驗驗證了所提系統(tǒng)的有效性。仿真和實驗都表明，所提系統(tǒng)能夠在一段8位長的42 Gbit/s BPSK 信號中識別出4位長的目標序列，且全光模式匹配結果的高電平脈沖指明了目標序列的最后一位在輸入序列中的對應位置，全光的處理和高速的特性使所提系統(tǒng)能夠適用于光子防火墻。但也應注意到，所提系統(tǒng)通過給BPSK信號添加相干載波產生調制深度較深的IM 信號，這在實際的BPSK 信號的處理節(jié)點可能需要對相干載波進行鎖相才能實現；另外，全光模式匹配結果雖然出現了高電平脈沖，但循環(huán)的輸出結果卻很難判斷高電平脈沖的具體位置，這說明處理節(jié)點需要與BPSK 信號發(fā)送端保持高度的時間同步。隨著技術的發(fā)展，以上2 個問題將在未來研究中逐步解決。