基于開關多模式的Doherty 射頻功率放大器設計

蔡俊祺，卜 剛

（南京航空航天大學 電子信息工程學院 集成電路學院，江蘇 南京 211100）

0 引言

射頻功率放大器（RF Power Amplifier，RFPA）作為最重要的射頻前端部分[1-3]在發(fā)射機的前級電路中，經(jīng)過放大級的放大作用后，小功率的輸出信號才可以由天線輻射，這時就體現(xiàn)出了RFPA 的重要性。

在現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中，信號的逐漸復雜和調(diào)制方式的多樣化導致了射頻信號的峰值平均功率比（PAPR）不斷增加。如何對射頻系統(tǒng)部分的效率和線性度進行提升，國內(nèi)外學者紛紛展開研究和討論，目前Doherty結構是一種根據(jù)輸出功率動態(tài)調(diào)整負載阻抗而提高功放效率的結構，被許多基站放大器所使用。而包絡跟蹤技術也被應用到此結構的供電端用來提高其整體效率。

本文選擇了Renesas 公司的GaAs 材料功率晶體管NE6510179A。其是一款可以工作在L&S 波段，輸出功率為1 W 的GaAs HJ-FET 中等功率器件變換器，應用于通信和無線局域網(wǎng)絡系統(tǒng)的射頻前端。它能夠以高線性在3.5 V 輸入電壓工作的前提下提供1.8 W 的輸出功率，TYP 輸出功率為35 dBm；在5 V 輸入電壓工作的前提下可以提供3 W 的輸出功率，有31.5 dBm 的TYP 輸出功率，并且增益和效率都較出色，工作頻率最高可以達到3.7 GHz，在1.9 GHz 頻率下有極高的線性增益（10 dB），在本設計工作頻率附近也有7～8 dB 的增益。該管可以實現(xiàn)高效率、高帶寬的高性能Doherty 射頻功率放大器設計。

在設計上，本文先基于射頻仿真軟件ADS（Advanced Design System）搭建晶體管大信號模型后，設計出一個常用的帶有三段補償線的Doherty 功率放大器，之后再加入包絡跟蹤部分與其進行級聯(lián)，最終得到一個基于開關多模式的射頻Doherty 功率放大器，并且在不同輸出功率部分針對于線性度和功率附加效率兩方面均有不同程度的改進。

1 Doherty 射頻功率放大器設計目標及過程

傳統(tǒng)Doherty 放大器拓撲結構如圖1 所示。其中一路放大器稱為主放大器（Main Power Amplifier，MPA），另一路稱為峰值放大器（Peak Power Amplifier，PPA）。在輸出端有連接的50 Ω 的四分之一波長傳輸線進行負載阻抗調(diào)制，從而使整個射頻功放工作在最佳區(qū)域，輸入信號的相位補償由PPA 前的傳輸線提供，在MPA 和PPA結合點的輸出端到50 Ω 負載之間的傳輸線同樣是對阻抗進行變換。

圖1 傳統(tǒng)Doherty 放大器拓撲結構

MPA 一般工作在線性區(qū)，從而有良好的線性度，而PPA 通常工作在C 類（開關模式），低功率輸入狀態(tài)下，MPA 工作，PPA 截止；隨著輸入功率的增加，輸出功率增加到6 dB 功率回退點，MPA 飽和，PPA 工作并對MPA的輸出負載阻抗進行調(diào)制；整個射頻功率放大器達到工作飽和狀態(tài)時，二者輸出電流相等，輸出功率相等，各占總功率的一半。值得注意的是，在達到功率回退點之前MPA的效率就達到最大值，一直到整個功放工作飽和[4-6]。

1.1 設計流程

本文采用ADS 仿真軟件展開設計。主要有以下幾個步驟：

（1）根據(jù)要求和晶體管數(shù)據(jù)手冊，搭建晶體管非線性模型，確定晶體管的靜態(tài)工作點。

（2）設計功放原理電路，進行穩(wěn)定性設計、負載牽引、輸入輸出阻抗匹配等。

（3）對單管功率放大器進行仿真，查看單管的增益等參數(shù)。

（4）對設計的功率分配器、MPA 和PPA 進行仿真，分別查看各自效果。

（5）對整體合路進行諧波平衡仿真，觀察結果是否達到指標要求及電路優(yōu)化調(diào)整。

1.2 工作點選擇

通過參考NE6510179A 的Datasheet 可以確定該功率晶體管的靜態(tài)工作點，但是在晶體管官網(wǎng)上只有該器件參數(shù)的小信號模型（S-parameter），無法進行非線性仿真。本文在找到的NE6510179A 晶體管非線性模型參數(shù)[7]（部分參數(shù)如表1 所示）的前提下，基于該器件非線性模型進行設計和制作，滿足射頻功率放大器大信號設計的要求，并且對設計好的非線性模型進行直流仿真，可以看到在漏極電壓為4.6 V 左右下，通過直流DC 掃描，得到功率管的VDS、IDS和柵極電壓VGS的關系如圖2 所示。

圖2 直流掃描

表1 晶體管部分非線性參數(shù)

在進行設計微調(diào)后，本設計選擇VGS為-0.62V、VDS為3.0 V 的點作為本文功放設計的靜態(tài)工作點作為靜態(tài)工作點，也可以根據(jù)所需要電流范圍在VGS為-0.65 V～-0.55 V之間綜合考慮后選擇。

1.3 單管設計與仿真

本設計采用了在柵極支路上增加了RC 穩(wěn)定網(wǎng)絡的方法來提升電路穩(wěn)定性，此做法使用的電阻值較小，可以減小功率在電阻上的消耗，也可以有效防止晶體管增益過高和有效穩(wěn)定帶內(nèi)的穩(wěn)定系數(shù)。最終確定的電容C大小為10 pF，電阻大小為10 Ω。

在射頻功率放大器的設計中，通常需要考慮到效率和線性度的仿真，但是由于首先確保功放可以輸出的最大功率盡可能滿足要求[8-10]，因此本設計在進行負載牽引的結果考慮時，選擇的最佳負載阻抗點為最大輸出功率點。此外，負載牽引需要在負載匹配和源阻抗匹配下兩個結果下進行反復代入比較，終選擇確定后其結果為在輸出阻抗為2.4-j·9.29 Ω情況下，PAE 為33.91%，Pout為30.02 dBm，可以看出在增益和效率有了一個比較明顯的折中過程；而得到的功率晶體管的源阻抗為2.26-j·3.0Ω，源阻抗處得到的PAE 也有33.15%，并且Pout為30.02 dBm。

隨后將匹配電路、偏置電路等設計模塊綜合，得到如圖3 所示的單管功率放大器仿真電路。

圖3 單管仿真原理圖

在ADS 中對設計出的單管功放進行諧波仿真設置放大器單管的輸入輸出功率關系和效率值大小，單管功放的輸出功率輸入功率關系、效率大小以及增益隨輸入功率的變化關系如圖4～圖6 所示。

圖4 單管輸入輸出功率曲線

圖5 單管增益曲線

圖6 單管功率附加效率曲線

輔助功放的結構與單管主功放的結構類似，不同之處在于對于輔助功放柵極電壓的設置，為了使輔助功放工作在C 類并使輔助功放的開啟點合適，本設計將輔助功放的工作點設置為-1.5 V。

根據(jù)傳輸線理論和阻抗變換原理，在輔助功放開啟前，輔助功放部分對于合路處的阻抗狀態(tài)應為高阻，所以在設計輔助功放時在其后加入了一段補償線用來改變其阻抗狀態(tài)，但又因為在最終合路仿真時，要確保兩路信號的相位相同，所以需要在主功放后面加入一段相同長度的補償線[11]。

為了調(diào)試的方便，本設計在主功放和輔助功放的前端也分別加入了一段補償線，連同單獨設計的功率分配器和單管主功放、輔助功放[12-13]。

調(diào)試后得到如圖7～圖9 的Doherty 功率放大器合路仿真結果。

圖7 Doherty 功率放大器輸入輸出功率關系

圖8 輸出功率和增益的關系

由圖8～圖9 可知，飽和輸出功率可以達到接近32.0 dBm，飽和輸出功率下的功率附加效率為27.2%，回退6 dB 時的功率附加效率為27.0%。

2 開關多模式包絡跟蹤放大器設計

本文設計的開關控制的多模式包絡跟蹤技術的實質(zhì)是按照輸入功率大小對輸入包絡進行三段的分段比較，當輸入功率達到一定大小的時候控制理想開關的通斷，由此帶來對功率放大器柵極電壓的調(diào)整。在低輸入功率的情況下，MPA 開啟工作，PPA 不工作，此時的工作模式相當于傳統(tǒng)Doherty 結構的第一階段；在中等大小輸入功率的情況下，PPA 開啟工作，但此時設計的PPA 和MPA 結構上完全一致，在此基礎上的負載調(diào)制技術可以看成兩個AB 類工作的MPA 部分輸出阻抗部分并聯(lián)，起到阻抗變化的作用；在高輸入功率的情況下，相當于Doherty 結構的第三階段，兩放大器（此時PPA 的柵極電壓改變，使得PPA 進入C 類工作模式）都進入各自的工作階段。本文設計的漏極電壓偏置可以看成是一種分段式的自偏置結構，在各自功率范圍內(nèi)，留出足夠的余量用來滿足線性度和防止失真，基于包絡跟蹤技術提出一些改進，即對完全精準的包絡跟蹤進行取舍，采用三階段分段比較進行自偏置的結構，從設計成本和電路復雜度的角度入手，盡可能提升系統(tǒng)的效率。但是對于包絡跟蹤功率放大器設計來說，效率的提升必然帶來功率放大器的線性度和增益的犧牲，所以在設計時要注意做好三者的調(diào)整，在本設計中的三階段工作模式中采用理想開關控制相應漏極電壓的保持即可。

在本文的設計結構中，功放有3 種工作模式，在輸出功率較低的第一工作階段模式，采用額外搭建的ADS下的包絡模型對本文設計的Doherty 功率放大器的漏極電源進行級聯(lián)調(diào)整。圖10 為引入的包絡跟蹤模型。

圖10 引入的包絡跟蹤部分模型

在低輸出功率階段（小于20 dBm），引入包絡模型的Doherty 功率放大器功率附加效率和普通Doherty 功率放大器功率附加效率的對比結果如圖11 所示，pae_doherty和pae_multidoherty 分別表示傳統(tǒng)和改進型兩種結構，可以看到功率附加效率有了一定的改善。

圖11 低輸出功率階段兩種結構對比

第二階段工作模式的電路原理圖中兩個功放電路的結構完全一樣，通過對主功放和輔助功放工作電壓的改變，使得其工作模式發(fā)生改變，等效于兩個Class AB類功放的并聯(lián)，相較于傳統(tǒng)Doherty 功放，可以看出其功率附加效率有所下降，如圖12 所示。

圖12 兩種工作模式功率附加效率對比

但因為其工作模式均在線性區(qū)，所以在線性度方面的特性要優(yōu)于傳統(tǒng)Doherty 結構很多，本設計所比較的指標是三階互調(diào)失真（Third-Order Intermodulation distortion，IMD3），兩種結構的三階互調(diào)失真大小分別如圖13、圖14 所示。

圖13 雙音輸入下輸出頻譜（并聯(lián)結構）

圖14 雙音輸入下輸出頻譜（傳統(tǒng)Doherty）

經(jīng)過上述計算，并聯(lián)型結構的三階互調(diào)失真為18.341 dBc，傳統(tǒng)Doherty 結構的三階互調(diào)失真是16.075 dBc，較之傳統(tǒng)結構，新結構在線性度上提高了2.266 dBc。

相比之下可以得出的結論是，開關控制多模式包絡跟蹤Doherty 功率放大器相較于傳統(tǒng)Doherty 模式功率放大器，在中高輸出功率的情況下犧牲了一點PAE 換取了系統(tǒng)線性度有了明顯的提高，并且相較傳統(tǒng)Doherty模式功率放大器在低輸入功率下的PAE 有了提升且更加穩(wěn)定。

圖15 為將layout 導入Altium Design 中制作的PCB板級模型，其尺寸為158.00 mm×89.00 mm。

圖15 PCB 結果

3 結論

本文先對傳統(tǒng)Doherty 功率放大器進行了設計，滿足最開始的設計要求。后在此基礎上提出了開關多模式的Doherty 功率放大器設計思路，并在引入包絡跟蹤模型與其級聯(lián)后進行了仿真并與原傳統(tǒng)結構的比較，得出：

（1）在包絡跟蹤模型的引入下，低輸出功率部分功率附加效率明顯高于傳統(tǒng)Doherty 結構；

（2）新型結構在中高輸出功率工作模式下，通過犧牲小部分功率附加效率，換來了線性度較大的提高。