基于中性點(diǎn)電容的三相光伏逆變器漏電流抑制

宋聲遠(yuǎn)，唐圣學(xué)，姚 芳

（1.省部共建電工裝備可靠性與智能化國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（河北工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院），天津 300130；2.河北省電磁場(chǎng)與電器可靠性重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（河北工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院），天津 300130）

非隔離型并網(wǎng)系統(tǒng)具有效率高、體積小和成本低等優(yōu)點(diǎn)，在光伏發(fā)電領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用[1-4]。光伏電池板分布式寄生電容上的漏電流因非隔離結(jié)構(gòu)會(huì)直接耦合進(jìn)入電網(wǎng)，影響電網(wǎng)的質(zhì)量和穩(wěn)定運(yùn)行等[5-8]。因此，為了保證電網(wǎng)穩(wěn)定，各國(guó)對(duì)漏電流做出了規(guī)定，如德國(guó)標(biāo)準(zhǔn)VDE-0126-1-1 規(guī)定，漏電流峰值小于300 mA，有效值小于30 mA[9]。

提升非隔離型三相光伏并網(wǎng)逆變器抑制漏電流的方法可分為4 種：采用新的逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、設(shè)計(jì)新的調(diào)制策略、采用三相四線制逆變器拓?fù)浜蜆?gòu)造共模濾波回路[10]。采用新的逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)雖然能抑制漏電流，但需要增加額外的開(kāi)關(guān)管和驅(qū)動(dòng)電路，增加了系統(tǒng)成本和損耗[11-14]；設(shè)計(jì)新的調(diào)制策略通過(guò)選擇新的開(kāi)關(guān)組態(tài)等維持系統(tǒng)共模電壓的恒定，以實(shí)現(xiàn)漏電流抑制[15-16]，但逆變器拓?fù)渫荒芴峁┳銐虻拈_(kāi)關(guān)組態(tài)，因此該方法局限性大；采用分壓電容的三電平三相四線制逆變器雖具有抑制漏電流能力，但電網(wǎng)三相負(fù)載不平衡時(shí)分壓電容的均壓?jiǎn)栴}難以解決，文獻(xiàn)[17]雖然通過(guò)改進(jìn)主電路拓?fù)涓纳屏司鶋簡(jiǎn)栴}，但系統(tǒng)成本和損耗增加；構(gòu)造共模濾波回路的方法不需要對(duì)逆變器主電路進(jìn)行改進(jìn)，且不需要改變調(diào)制策略，適用性強(qiáng)。

針對(duì)采用LCL 型濾波器的三相三電平逆變器，文獻(xiàn)[18]將網(wǎng)側(cè)濾波電容公共點(diǎn)與直流側(cè)分壓電容中性點(diǎn)相連，以改變系統(tǒng)共模濾波回路，濾除共模電壓的高頻分量。但需要重新設(shè)計(jì)主電路LCL 濾波器的參數(shù)，且改變參數(shù)會(huì)影響系統(tǒng)的共模特性，增加了系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)的復(fù)雜度；文獻(xiàn)[19]針對(duì)網(wǎng)側(cè)L 型濾波器的三相兩電平逆變器，將濾波電感右側(cè)接旁路電容，并將其公共點(diǎn)與逆變器直流母線正極或負(fù)極相連，該方法可同時(shí)在共?；芈泛筒钅；芈分袑?shí)現(xiàn)LC 濾波器。但是，濾波器參數(shù)同樣需要重新設(shè)計(jì)，且參數(shù)會(huì)影響共模特性。

本文提出一種基于中性點(diǎn)電容的三相三電平逆變器漏電流抑制方法，該方法通過(guò)將交流側(cè)中性點(diǎn)與直流側(cè)分壓電容中性點(diǎn)用電容相連，構(gòu)造出共模LC 濾波電路，具有不影響系統(tǒng)的差模電路、也不會(huì)增加系統(tǒng)輸出濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)復(fù)雜度的優(yōu)點(diǎn)。本文以三相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的T 型三電平逆變器為對(duì)象開(kāi)展漏電流抑制研究。為了簡(jiǎn)化，輸出側(cè)采用L型濾波器。

1 三相三電平逆變器漏電流產(chǎn)生機(jī)理

本文改進(jìn)后的非隔離型三相三電平逆變器并網(wǎng)結(jié)構(gòu)如圖1 所示，圖中Cf為共模回路濾波電容，Rd為抑制共?；芈分C振的阻尼電阻，CPV為光伏陣列正負(fù)極與地之間的寄生電容，L 為逆變器輸出側(cè)濾波電感，Rg為電網(wǎng)接地電阻，ia、ib、ic為逆變器并網(wǎng)電流，ea、eb、ec為電網(wǎng)相電壓，ilg為漏電流，ilg1、ilg2為寄生電容電流，o 為直流側(cè)中性點(diǎn)，n 為交流側(cè)中性點(diǎn)。圖中拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)區(qū)別在于，采用了濾波電容Cf和阻尼電阻Rd將直流側(cè)中性點(diǎn)與交流側(cè)中性點(diǎn)相連，不相連（即圖中開(kāi)關(guān)S 斷開(kāi)）為傳統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖1 非隔離型三相三電平逆變器Fig.1 Transformerless three-phase three-level inverter

對(duì)于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)（開(kāi)關(guān)S 斷開(kāi)），根據(jù)圖1 的電路結(jié)構(gòu)，以a 相為例，電壓回路方程可表示為

由式（1）可得

同理可得

定義共模電壓為

聯(lián)立式（2）～式（4）可得

其中，

由此可得

根據(jù)式（7）可得如圖2 所示的共模等效電路模型。

圖2 共模等效電路模型Fig.2 Common-mode equivalent circuit model

上述推導(dǎo)過(guò)程中，認(rèn)為直流側(cè)中性點(diǎn)o 的電位為0。實(shí)際上，因?yàn)榉謮弘娙莼蜇?fù)載參數(shù)不對(duì)稱會(huì)導(dǎo)致中性點(diǎn)電壓不為0，即分壓電容電壓不對(duì)稱，進(jìn)而會(huì)在共模回路中產(chǎn)生一個(gè)激勵(lì)源，該激勵(lì)源產(chǎn)生的影響可以通過(guò)中性點(diǎn)平衡控制策略來(lái)抑制[18]。為簡(jiǎn)化分析，本文忽略該電源的影響。根據(jù)圖2 的共模電路模型可知，共?；芈分械募?lì)源僅有共模電壓ucm。由式（4）可知，共模電壓ucm由uao、ubo、uco產(chǎn)生。以a 相為例，根據(jù)三電平逆變器的工作模式可知，電壓uao中存在3 個(gè)電平：Udc/2、0、-Udc/2，電壓波形受開(kāi)關(guān)頻率控制，所以共模電壓波形含有開(kāi)關(guān)頻率及其附近的高頻分量。雖然共?；芈冯姼蠰/3 有一定的濾波作用，但其濾波效果很弱，因此ucm仍存在很多高頻分量。由于寄生電容的高頻特性，高頻分量可在寄生電容上產(chǎn)生很大的共模漏電流。

2 中性點(diǎn)電容抑制方案

2.1 漏電流抑制機(jī)理

根據(jù)上述共模漏電流的產(chǎn)生機(jī)理可知，漏電流主要由電壓uno的高頻分量產(chǎn)生。圖1 中，閉合開(kāi)關(guān)S 后，則電壓回路方程可表示為

根據(jù)式（8）可得到如圖3（a）所示的共模等效電路模型。以a 相為例分析差模電路模型，定義a 相橋臂輸出的差模電壓為

對(duì)于差模電源，n、o 兩點(diǎn)等電位，則a 相差模等效電路模型如圖3（b）所示。

由圖3 可知，在共模電路模型中，L/3 和Cf構(gòu)成了LC 濾波電路，可濾除共模電壓的高頻分量，且不會(huì)對(duì)差模電路產(chǎn)生影響。

圖3 共模等效電路模型和a 相差模等效電路模型Fig.3 Common-mode equivalent circuit model and differential-mode equivalent circuit model in phase a

2.2 共?；芈窞V波器參數(shù)設(shè)計(jì)

根據(jù)圖3（a）共?；芈返碾妷悍匠炭汕蟮胣、o兩點(diǎn)間的電壓為

由于寄生電容CPV相對(duì)于Cf小得多，忽略CPV可得傳遞函數(shù)為

傳遞函數(shù)G（s）相當(dāng)于低通濾波器，只要合理設(shè)計(jì)濾波器參數(shù)，即可濾除共模電壓的高頻分量。化簡(jiǎn)式（11）可得

式中：ωr為諧振頻率；ξ 為阻尼系數(shù)。二者分別為

3 仿真和實(shí)驗(yàn)分析

3.1 參數(shù)設(shè)計(jì)與仿真分析

為了驗(yàn)證本文所提方法的有效性，對(duì)共模濾波電路參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，并采用PSIM 軟件建立非隔離型三相三電平逆變器仿真模型。仿真模型參數(shù)設(shè)置及濾波電路設(shè)計(jì)參數(shù)如表1 所示。根據(jù)變換器參數(shù)、開(kāi)關(guān)頻率fs和輸出濾波電感L，獲取濾波電容Cf、阻尼系數(shù)ξ 和阻尼電阻Rd的參數(shù)設(shè)計(jì)過(guò)程。

表1 仿真參數(shù)設(shè)置Tab.1 Setting of simulation parameters

首先，根據(jù)系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率確定共模濾波電路截止頻率。由式（13）可知，ξ 一定時(shí)，傳遞函數(shù)特性由截止頻率確定，傳遞函數(shù)G（s）的伯德圖如圖4 所示。圖4（a）為ξ 一定時(shí)G（s）隨截止頻率ωc變化的伯德圖，圖中ωs表示開(kāi)關(guān)角頻率。由圖4（a）可知，隨著ωc減小，高頻的抑制效果也越好。根據(jù)濾波理論可知，當(dāng)ωc＜ωs時(shí)可有效抑制共模高頻分量。為了取得較好的濾波效果，本文取ωc=ωs/4。

然后，確定阻尼系數(shù)ξ。為了減低諧振峰值電流和保證系統(tǒng)穩(wěn)定，需要合理選擇阻尼系數(shù)。圖4（b）為ωc=ωs/4 時(shí)G（s）隨ξ 變化的伯德圖。由圖4（b）可知，不斷增大ξ，共?；芈分C振峰值不斷減小，并網(wǎng)電流THD 的諧振電流分量也逐漸減小。對(duì)于一個(gè)典型的二階系統(tǒng)，ξ＞0.707 時(shí)不存在諧振峰[20]，但ξ的增大減低了對(duì)高頻分量的抑制效果。因此，為了獲取良好的高頻抑制效果和較小的并網(wǎng)電流THD諧振電流分量，本文取諧振峰值增益為10 dB 時(shí)的ξ。利用圖解法調(diào)節(jié)G（s）的一次項(xiàng)系數(shù)，使增益為10 dB，進(jìn)而求得ξ 為0.170。

圖4 傳遞函數(shù)G（s）的伯德圖Fig.4 Bode diagram of transfer function G（s）

最后，確定濾波電路參數(shù)。將ωc、ξ 和L 代入式（13），求得Cf和Rd。

根據(jù)上述非隔離型三相三電平逆變器模型參數(shù)和設(shè)計(jì)參數(shù)，采用PSIM 建模進(jìn)行仿真分析。仿真結(jié)果如圖5～圖7 所示。

圖5 為基于本文的中性點(diǎn)電容拓?fù)洌▓D1 中開(kāi)關(guān)S 閉合）和傳統(tǒng)拓?fù)洌▓D1 中開(kāi)關(guān)S 斷開(kāi)）的電壓uno的波形及漏電流的仿真波形。由圖5（a）可知，傳統(tǒng)拓?fù)渲衭no含有開(kāi)關(guān)頻率附近的高頻分量，本文拓?fù)渲衭no的高頻分量得到了有效抑制。由圖5（b）可知，傳統(tǒng)拓?fù)渲新╇娏鞣逯蹈哌_(dá)1.7 A，有效值高達(dá)485.4 mA，漏電流顯然不滿足VDE-0126-1-1（有效值小于30 mA、峰值小于300 mA）的規(guī)定。本文拓?fù)渲校╇娏鞯姆逯禍p小為97.2 mA，有效值減小為25.1 mA，滿足VDE-0126-1-1 的規(guī)定。仿真結(jié)果表明，本文結(jié)構(gòu)可有效濾除高頻分量，所提方法有效。

圖5 傳統(tǒng)拓?fù)浜捅疚耐負(fù)涞碾妷簎no 及漏電流的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of voltage uno and leakage current in the traditional and proposed topologies

圖6 為本文拓?fù)浜蛡鹘y(tǒng)拓?fù)涞碾妷簎no的FFT分析結(jié)果。由圖6（a）可知，傳統(tǒng)拓?fù)渲须妷簎no在開(kāi)關(guān)頻率及其2 倍、3 倍、4 倍處的諧波幅值分別為27、8、10、7 V，這些由開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生的高頻分量造成圖5（b）中傳統(tǒng)拓?fù)涞穆╇娏鬟^(guò)大。由圖6（b）可知，本文拓?fù)渲须妷簎no由開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生的高頻分量非常低，主要含基頻倍數(shù)的3 次、9 次、15 次、21次等低頻諧波分量，其諧波幅值分別為20.0、2.8、1.6、1.8 V。由于寄生電容具有高頻特性且容值很小，圖5（b）中本文拓?fù)涞穆╇娏髦饕傻皖l諧波產(chǎn)生，因此漏電流很小。結(jié)果與理論分析一致，說(shuō)明本文拓?fù)渲须妷簎no的高頻分量得到了有效抑制。

圖6 傳統(tǒng)拓?fù)渑c本文拓?fù)渲须妷簎no 的FFT 分析結(jié)果Fig.6 FFT analysis results of voltage uno in the traditional and proposed topologies

圖7 為本文拓?fù)浜蛡鹘y(tǒng)拓?fù)涞牟⒕W(wǎng)電流波形。由圖7 可知，傳統(tǒng)拓?fù)渲校嗖⒕W(wǎng)電流的THD 分別為1.63%、1.58%、1.64%。本文拓?fù)渲?，三相并網(wǎng)電流的THD 分別為1.88%、1.86%、1.82%。由于共模回路中的LC 濾波器會(huì)產(chǎn)生諧振，諧振峰值過(guò)大會(huì)使并網(wǎng)電流THD 增大。但阻尼電阻的設(shè)計(jì)大幅降低了共?；芈返闹C振峰值，所以三相并網(wǎng)電流的THD增幅很小，滿足并網(wǎng)要求。仿真結(jié)果說(shuō)明，本文提出的基于中性點(diǎn)電容的漏電流抑制方法具有良好的漏電流抑制能力。

圖7 傳統(tǒng)拓?fù)浜捅疚耐負(fù)渲胁⒕W(wǎng)電流的仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of grid-connected current in the traditional and proposed topologies

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提方法的有效性，搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。樣機(jī)控制芯片采用DSP（TMS320F28335）和FPGA（XC3S400），IGBT 采用PM400HSA120，其他參數(shù)與仿真設(shè)計(jì)相同。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖8 所示。

圖8（a）為傳統(tǒng)拓?fù)涞碾妷簎no及漏電流的實(shí)驗(yàn)波形，可見(jiàn)，傳統(tǒng)拓?fù)涞碾妷簎no仍含有高頻諧波分量，系統(tǒng)的漏電流峰值高達(dá)1.9 A，有效值高達(dá)510 mA。圖8（b）為本文拓?fù)涞碾妷簎no及漏電流的實(shí)驗(yàn)波形，可見(jiàn)，本文拓?fù)涞碾妷簎no不含高頻諧波成分，系統(tǒng)的漏電流峰值降為107 mA，有效值降為27 mA，漏電流得到了有效的抑制。由圖8（c）為本文拓?fù)涞腶 相并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓的實(shí)驗(yàn)波形可知，a 相并網(wǎng)電流的THD 為1.93%，功率因數(shù)為0.99，并網(wǎng)電流THD 滿足并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)。由圖8（d）為電壓uno和ig漏電流的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形可知，電壓uno的高頻分量和系統(tǒng)的漏電流都得到了大幅衰減。

圖8 實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms

4 結(jié)論

本文針對(duì)非隔離型三相三電平光伏并網(wǎng)逆變器的漏電流抑制問(wèn)題，提出了一種基于中性點(diǎn)電容的漏電流抑制方法，并進(jìn)行了漏電流抑制機(jī)理的建模分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，主要結(jié)論如下：

（1）電路拓?fù)鋵?duì)漏電流有良好的抑制效果，對(duì)差模并網(wǎng)電流影響很小。

（2）系統(tǒng)共模漏電流取決于LC 濾波器的濾波電容和阻尼電阻，給出了回路阻抗設(shè)計(jì)方法。

（3）所提方案無(wú)需改變并網(wǎng)系統(tǒng)調(diào)制策略和控制方法，原理簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)，具有工程應(yīng)用價(jià)值。