一種應(yīng)用于MCU 的低溫漂RC 振蕩器設(shè)計

韓明浩,蔣品群,宋樹祥,蔡超波,劉振宇

(廣西師范大學(xué) 電子工程學(xué)院,廣西 桂林 541004)

隨著無線導(dǎo)航、智能醫(yī)療以及物聯(lián)網(wǎng)等領(lǐng)域的迅猛發(fā)展,高穩(wěn)定性的MCU 越來越受到人們的青睞。而作為電子設(shè)備的時鐘源,振蕩器需要長期保持在工作狀態(tài),其功耗與穩(wěn)定性在很大程度上影響著整個芯片的功耗與性能[1]。RC 振蕩器因為具有成本低廉、便于集成等優(yōu)點而被廣泛地應(yīng)用于MCU 中。但RC 振蕩器的輸出頻率受工藝、溫度和電源電壓等因素影響較大[2-3]。其中RC 振蕩器的輸出頻率會受溫度的影響主要是由于電阻的溫度漂移以及比較器的非理想因素隨溫度漂移兩方面引起的[4]。因此,RC 振蕩器輸出頻率的工藝、溫度以及電源電壓穩(wěn)定技術(shù)一直都是研究熱點與難點[5-7]。

為了降低溫度對RC 振蕩器輸出頻率的影響,研究人員提出了多種方案:分裂電容技術(shù)[8]、平均電壓反饋[9-10]、數(shù)字trimming 技術(shù)[11-13]等。其中2018 年,曹誼等[10]采用平均電壓反饋電路降低了比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響,但由于額外電路的增加,導(dǎo)致面積較大,且啟動時間較長。2019 年,Mikulic'等[14]利用數(shù)字邏輯思想和快充技術(shù)提出了一種新型RC 振蕩器結(jié)構(gòu),降低了比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響,但頻率溫度特性較差,且功耗較高。2020 年,Zhou 等[15]采用開關(guān)電容擺動升壓技術(shù)有效降低了電源電壓對振蕩器輸出頻率的影響,但未考慮比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響,穩(wěn)定性較差。

針對上述問題,本文基于平均電壓反饋與溫度補償技術(shù)設(shè)計了一種低溫漂RC 振蕩器。為了滿足MCU對多種時鐘頻率的需求,設(shè)計了一種選頻網(wǎng)絡(luò),實現(xiàn)寬頻率范圍內(nèi)高精度輸出。Cadence Spectre 后仿真結(jié)果表明,在1～1.3 V 電源電壓變化范圍內(nèi),振蕩器輸出頻率的最大誤差約為±0.19%,在-30～120 ℃的溫度變化范圍內(nèi),振蕩器輸出頻率的最大誤差約為±0.13%,振蕩器的輸出頻率較穩(wěn)定。

1 電路結(jié)構(gòu)與原理分析

1.1 傳統(tǒng)RC 振蕩器

傳統(tǒng)RC 振蕩器如圖1 所示,主要由比較器、RS觸發(fā)器以及充放電回路構(gòu)成。其工作原理是控制電容的周期性充放電,再與比較器輸入端參考電壓進行比較,當(dāng)?shù)陀诨蚋哂趨⒖茧妷簳r,比較器輸出端狀態(tài)發(fā)生改變,從而實現(xiàn)振蕩輸出。

圖1 傳統(tǒng)RC 振蕩器Fig.1 Conventional RC oscillator

傳統(tǒng)RC 振蕩器的振蕩周期Tosc為:

式中:電壓Vh、Vl為系統(tǒng)電路的參考電壓,Ic為基準(zhǔn)電流源的電流大小;td為比較器的延遲時間。通過式(1)可知,RC 振蕩器的振蕩頻率主要由電阻、電容以及比較器延遲決定,其中比較器的延遲與電阻易受溫度的影響。因此,傳統(tǒng)RC 振蕩器輸出頻率的穩(wěn)定性較差。

1.2 本文提出的RC 振蕩結(jié)構(gòu)

針對傳統(tǒng)RC 振蕩器輸出頻率易受溫度與比較器延遲的影響,本文基于平均電壓反饋與溫度補償技術(shù)設(shè)計了一種低溫漂斬波拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)RC 振蕩器,如圖2所示,主要由比較器、基準(zhǔn)電流源、平均電壓反饋電路、充放電回路以及選頻網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成。斬波拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)振蕩器的精髓在于只采用一個比較器,且用結(jié)構(gòu)更加簡單的施密特觸發(fā)器代替SR 觸發(fā)器,有效降低了振蕩器的功耗與面積。

圖2 提出的RC 振蕩器結(jié)構(gòu)Fig.2 The proposed RC oscillator

整體電路的工作原理如下,假設(shè)初始狀態(tài)S1為低電平,則電流Iref對電容C1進行充電,電壓Vosc1開始上升,并傳遞到有源濾波器的反向輸入端和比較器的正向輸入端V1,此時有源濾波器輸出端的電壓Vctrl傳遞到比較器的正向輸入端V2,當(dāng)電壓V1大于V2時,比較器輸出低電平,S1跳變?yōu)楦唠娖?振蕩器完成半個振蕩周期。當(dāng)S1為高電平時,電流Iref對電容C2進行充電,電壓Vosc2開始上升,并傳遞到有源濾波器的反向輸入端和比較器的反向輸入端V2,此時有源濾波器輸出的電壓Vctrl傳遞到比較器的正向輸入端V1,當(dāng)電壓V1小于V2時,比較器輸出高電平,S1跳變?yōu)榈碗娖?振蕩器完成一個振蕩周期。

首先忽略平均電壓反饋電路,假設(shè)電容C1開始充放電的時刻分別為t1、t2,電容C2的放電時間為t3,電容C1的充電時間為tl-charge,電容C1=C2=C,則流向電容C1的電流Iref滿足:

對式(2)在(0,Vctrl)區(qū)間內(nèi)進行積分可得:

則電容C1的充電時間為:

由于RC 振蕩器的主體電路左右對稱,因此電容C2的充電時間tr-charge為:

假設(shè)比較器延遲為td,故振蕩器的振蕩周期Tideal為:

故振蕩器的輸出頻率fideal為:

由式(7)可知,忽略平均電壓反饋電路的作用,RC 振蕩器輸出頻率不再受電阻溫漂影響,但仍受比較器延遲的影響。下一節(jié)將詳細(xì)介紹平均電壓反饋電路降低比較器延遲對振蕩器輸出頻率影響的工作原理。

1.3 平均電壓反饋電路

由于比較器延遲的存在,使反向輸入端電壓高于參考電壓時,比較器沒有立刻跳變?yōu)榈碗娖?電容仍處在充電狀態(tài),對電容的充電時間變長,導(dǎo)致振蕩器的穩(wěn)定性較低。如圖3 所示,本文在比較器與參考電壓之間插入有源濾波器構(gòu)成平均電壓反饋,可以有效降低比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響。

圖3 平均電壓反饋電路Fig.3 Voltage averaging feedback circuit

當(dāng)延遲時間td增大時,運算放大器的反向輸入端的電壓Vosc升高,使得運算放大器輸出端的電壓Vctrl降低,比較器翻轉(zhuǎn)所需的電壓下降,最終使電容的充電時間降低。同理當(dāng)延遲時間減小時,運算放大器的反向輸入端的電壓降低,使得運算放大器輸出端的參考電壓上升,比較器翻轉(zhuǎn)所需的電壓上升,最終使電容的充電時間增加。通過這一反饋調(diào)制方式可以有效降低比較器的延遲波動對振蕩器輸出頻率的影響。

假設(shè)流過電容C的電流為Ic、電壓為V0,流過電阻R的電流為IR,由“虛短” 可知:

則電流Ic滿足:

又因為輸出電壓Vctrl滿足:

且電容兩端的電壓等于流過電流的積分,因此

在區(qū)間[t1,t2] 進行積分可得:

由式(12)與式(7)可知,當(dāng)因溫度等客觀條件引起比較器延時td波動,造成Vosc升高(或降低)時,通過平均電壓反饋電路使參考電壓Vctrl降低(或升高),從而保持電容的充電時間,抑制比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響,提高其穩(wěn)定性。

1.4 溫度補償電路

為了進一步降低溫度對振蕩器輸出頻率的影響,本文設(shè)計了一種基準(zhǔn)源為電容充電,避免了片上電阻溫漂對振蕩器輸出頻率的影響。基準(zhǔn)源如圖4 所示,主要由自偏置電路以及正負(fù)溫度系數(shù)產(chǎn)生電路構(gòu)成。

圖4 溫度補償電路Fig.4 Temperature compensation circuit

其中采用PMOS 代替?zhèn)鹘y(tǒng)的PN 結(jié)二極管來提供負(fù)溫度系數(shù)電壓,類差分結(jié)構(gòu)提供正溫度系數(shù)電壓。類差分結(jié)構(gòu)由工作在亞閾值區(qū)的四個MOSFET(M1～M4)構(gòu)成,其中M1與M2的長度相同。

亞閾值區(qū)MOSFET 的源漏電流表達(dá)式為:

式中:Vdsat=Vgs-Vth為過驅(qū)動電壓;α=nμpCox為工藝參數(shù)。

假設(shè)M1～M4的尺寸為k1～k4,則流過M1和M2的電流之比為I1∶I2=k3∶k4,則類差分結(jié)構(gòu)的輸入端與輸出端電壓差為:

由式(13)可得:

由式(15)可知,類差分結(jié)構(gòu)產(chǎn)生的電壓差為正溫度系數(shù)。因此Vref為:

式中:V0為負(fù)溫度系數(shù)電壓;為正溫度系數(shù)電壓。由式(16)可知,通過調(diào)節(jié)MOSFET的尺寸比,可以獲得一個與溫度無關(guān)的基準(zhǔn)電壓。通過偏置電路轉(zhuǎn)換為基準(zhǔn)電流,再通過電流鏡的適當(dāng)復(fù)制為電容提供充電電流Iref以及為比較器提供偏置電流Ibias。

1.5 選頻網(wǎng)絡(luò)

為了滿足MCU 對多種時鐘頻率的需求,本文設(shè)計了一種選頻網(wǎng)絡(luò)。如圖5 所示,選頻網(wǎng)絡(luò)主要由寄存器和全加器構(gòu)成,采用16 位信號進行控制,最高位寄存器的輸出端D[15]作為期望頻率的輸出。

圖5 選頻網(wǎng)絡(luò)Fig.5 Frequency selection network

其工作原理為:初始狀態(tài)16 位寄存器被復(fù)位信號復(fù)位至低電平,即D[0]～D[15]端為低電平。正常工作時16 位寄存器存儲的狀態(tài)與16 位控制信號Bit[0]～Bit[15]累加,并反饋至寄存器,直至最高位寄存器輸出端的狀態(tài)發(fā)生改變。最高位寄存器輸出端狀態(tài)發(fā)生兩次改變?yōu)橐粋€分頻周期。

期望輸出頻率fTX的表達(dá)式為:

式中:fclk為RC 振蕩器產(chǎn)生的16 MHz 時鐘信號;DEC為十進制表示的16 位值。由式(17)可知寄存器中增加一位,頻率會倍增一倍。選頻網(wǎng)絡(luò)可以實現(xiàn)16 MHz以內(nèi)任意頻率的高精度輸出。

2 版圖的設(shè)計與仿真驗證

本文所提出的RC 振蕩器采用SMIC 110 nm CMOS 工藝進行設(shè)計,并完成版圖繪制,如圖6 所示。整體版圖主要由平均電壓反饋、基準(zhǔn)電流源、選頻網(wǎng)絡(luò)、比較器以及充放電回路五部分構(gòu)成,在版圖繪制中,振蕩器的核心電路左右對稱,有效減小了失配對輸出頻率的影響,其中比較器、有源濾波器、充放電回路以及電流鏡等結(jié)構(gòu)采用共質(zhì)心方式,并在外圍添加dummy 管,以提高電路的匹配性。整個RC 振蕩器的版圖尺寸約為144 μm ×215 μm。

圖6 振蕩器的版圖設(shè)計Fig.6 Layout design of oscillator

采用Cadence Calibre 工具對RC 振蕩器進行PEX寄生參數(shù)的提取,并利用Spectre 進行后仿真。在工藝角TT、電源電壓1.2 V 的環(huán)境下,對基準(zhǔn)源在-30～120 ℃范圍內(nèi)進行溫度掃描,基準(zhǔn)源輸出電壓與電流的仿真結(jié)果如圖7 所示。由圖7 可知,基準(zhǔn)源的輸出電壓與電流在-30～120 ℃溫度范圍內(nèi)較為穩(wěn)定,滿足RC 振蕩器的需求。

圖7 基準(zhǔn)源的輸出電壓與電流Fig.7 Output voltage and current of reference source

在室溫27 ℃、工藝角TT、電源電壓1.2 V 的環(huán)境下,對RC 振蕩器進行仿真,其關(guān)鍵節(jié)點的輸出波形如圖8 所示。由圖8 可知,Vosc由Vosc1和Vosc2疊加而成。當(dāng)Vosc1大于Vctrl時,振蕩器輸出低電平,反之為高電平,與前面的理論推理相吻合。運用calculator 計算可得振蕩器的輸出頻率為16 MHz,滿足MCU 的正常使用。

圖8 關(guān)鍵節(jié)點的輸出波形Fig.8 Output waveform of key nodes

保持其他條件不變,通過設(shè)定不同的環(huán)境溫度,對振蕩器進行頻率溫度特性仿真,其仿真結(jié)果如圖9所示。當(dāng)溫度在-30～120 ℃內(nèi)變化時,振蕩器輸出頻率的溫度特性與圖7 中帶隙基準(zhǔn)的輸出電流特性相吻合,并且得益于電壓平均反饋電路以及溫度補償技術(shù),振蕩器的輸出頻率較為穩(wěn)定,以室溫27 ℃下的測試結(jié)果為標(biāo)準(zhǔn)值,浮動在±0.13%以內(nèi)。

圖9 頻率溫度特性Fig.9 Frequency temperature characteristics

改變電源電壓,測試振蕩器的頻率電壓特性,其仿真結(jié)果如圖10 所示,以電源電壓1.2 V 的測試結(jié)果為標(biāo)準(zhǔn)值,當(dāng)電源電壓在1～1.3 V 范圍內(nèi)工作時,浮動在±0.19%以內(nèi)。振蕩器輸出頻率隨電源電壓的變化特性是由于電源電壓升高導(dǎo)致基準(zhǔn)電壓Vref升高,使平均電壓反饋電路輸出的參考電壓Vctrl升高,從而增加電容的充電時間導(dǎo)致的。

圖10 頻率電壓特性Fig.10 Frequency voltage characteristics

在室溫27 ℃、工藝角TT、電源電壓1.2 V 的理想環(huán)境下,對選頻網(wǎng)絡(luò)進行仿真,為了直觀對比,選取二、四、八分頻進行輸出,其輸出波形如圖11 所示。可以看出選頻網(wǎng)絡(luò)可以實現(xiàn)高精度的選頻輸出。

圖11 選頻網(wǎng)絡(luò)輸出Fig.11 Output of frequency selective network

表1 將本文所設(shè)計的RC 振蕩器與部分文獻中提出的振蕩器進行對比。從表1 可以看出,本文設(shè)計的RC 振蕩器在降低電路面積的同時,仍保持著較高的性能。由于電源電壓的波動會影響平均電壓反饋電路的輸出電壓,而輸出電壓將作為比較器的參考電壓與充電電壓作比較,進而控制電容的充放電,實現(xiàn)振蕩輸出。因此,電源電壓的波動會影響振蕩器的輸出頻率,導(dǎo)致頻率電壓特性稍顯不足。但MCU 中通常都有穩(wěn)壓電路的存在,電源電壓變化較小,故頻率溫度特性較頻率電壓特性顯得更為重要。

表1 與參考文獻的性能對比Tab.1 Performance comparison with references

3 結(jié)論

本文基于SMIC 110 nm CMOS 工藝設(shè)計了一種低溫漂RC 振蕩器。該電路采用平均電壓反饋技術(shù),有效降低了比較器延遲對振蕩器輸出頻率的影響;設(shè)計了一種基準(zhǔn)源為電容提供充電電流,避免了電阻溫漂對振蕩器輸出頻率的影響;設(shè)計了一種選頻網(wǎng)絡(luò),實現(xiàn)16 MHz 內(nèi)任意頻率的高精度輸出,滿足MCU 對多種時鐘頻率的需求。Spectre 后仿真結(jié)果顯示,在1～1.3 V 電源電壓波動以及-30～120 ℃溫度變化范圍內(nèi),振蕩器輸出頻率的誤差控制在±0.19%以內(nèi)。與相似結(jié)構(gòu)RC 振蕩器相比,本文設(shè)計的RC 振蕩器頻率溫度特性較高,穩(wěn)定性較強,適合集成到無線導(dǎo)航、智能醫(yī)療等領(lǐng)域的MCU 中為其提供穩(wěn)定的時鐘信號。