采用復(fù)合模塊化結(jié)構(gòu)的海上風(fēng)電送出直流變換器

劉其輝，樊雙婕，洪誠(chéng)程，郭小江，湯海雁，申旭輝

（1. 新能源電力系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華北電力大學(xué)）,北京市 102206；2. 中國(guó)華能集團(tuán)清潔能源技術(shù)研究院有限公司,北京市 102209）

0 引言

在“雙碳”目標(biāo)驅(qū)動(dòng)下,海上風(fēng)電發(fā)展迅速,截至2021 年9 月底,中國(guó)海上風(fēng)電的累計(jì)裝機(jī)容量達(dá)到13.19 GW［1］,隨著海上風(fēng)電向深遠(yuǎn)海發(fā)展以及容量的不斷增加［2］,采用“直流匯集-直流傳輸”方式的全直流海上風(fēng)電場(chǎng)避免了傳統(tǒng)的“交流匯集-交流傳輸”方式下工頻交流變壓器體積大、傳輸距離受限等問(wèn)題,受到了各國(guó)研究學(xué)者的熱議。

目前,直流匯集方式下系統(tǒng)組網(wǎng)結(jié)構(gòu)的確定及對(duì)關(guān)鍵設(shè)備的研制是全直流海上風(fēng)電場(chǎng)的主要挑戰(zhàn)。全直流海上風(fēng)電場(chǎng)的組網(wǎng)結(jié)構(gòu)可分為串聯(lián)升壓型［3-5］與并聯(lián)輻射型［6］,后者進(jìn)一步分為集中升壓、機(jī)端升壓以及兩級(jí)升壓系統(tǒng)［6］。其中,兩級(jí)升壓的并聯(lián)輻射型結(jié)構(gòu)由于具有變換器設(shè)計(jì)與制造較容易、匯集損耗低、風(fēng)機(jī)間耦合度低等優(yōu)點(diǎn),可將其作為全直流海上風(fēng)電場(chǎng)的優(yōu)選結(jié)構(gòu),而高壓送出DC/DC 變換器作為關(guān)鍵設(shè)備,需要突破高電壓、大功率直流電力變換難題,成為海上風(fēng)電全直流組網(wǎng)的技術(shù)瓶頸和國(guó)內(nèi)外業(yè)界研究的熱點(diǎn)。

傳統(tǒng)DC/DC 變換器能夠承受的電壓低、容量小,可將絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）器件串并聯(lián)以適應(yīng)全直流海上風(fēng)電場(chǎng)的電能匯集需求,但器件間的均壓、均流控制復(fù)雜。文獻(xiàn)［7］通過(guò)將多個(gè)雙有源橋（dual active bridge,DAB）DC/DC 變換器輸入輸出串并聯(lián),避免了開(kāi)關(guān)器件的串聯(lián)均壓與并聯(lián)均流的難題,但交流變壓器數(shù)目增多,體積增大,且故障下變換器運(yùn)行可靠性也會(huì)降低。文獻(xiàn)［8］在DAB模塊之間加入開(kāi)關(guān)諧振支路,能夠?qū)崿F(xiàn)各模塊輸入電壓的自動(dòng)均壓,但隨著容量與電壓水平的提高,模塊數(shù)的增加會(huì)帶來(lái)元件參數(shù)選取復(fù)雜的問(wèn)題。

模塊化多電平DC/DC 變換器（modular multilevel DC/DC converter,MMC-DC/DC）拓展靈活,可靠性高,適用于海上風(fēng)電場(chǎng)等高壓大容量的場(chǎng)合［9-10］。MMC-DC/DC 按是否具有變壓器可分為隔離型［11-12］與非隔離型［13-16］。文獻(xiàn)［11］設(shè)計(jì)了一種面對(duì)面式（front-to-front,FTF）的MMC-DC/DC,通過(guò)交流變壓器將左右兩側(cè)模塊化多電平換流器（MMC）連接起來(lái),但變換器主要依靠交流變壓器升壓,且采用的方波調(diào)制使交流變壓器兩側(cè)的電壓變化率du/dt值較大,交流變壓器參數(shù)設(shè)計(jì)困難。文獻(xiàn)［12］設(shè)計(jì)了橋臂交替導(dǎo)通型MMC-DC/DC,在每個(gè)橋臂上多增加了切換開(kāi)關(guān),提高了故障隔離能力,但開(kāi)關(guān)器件數(shù)量多,且器件均壓困難。文獻(xiàn)［13-14］提出了一種MMC 自耦型結(jié)構(gòu),省去了交流變壓器,但無(wú)法實(shí)現(xiàn)電氣隔離,同時(shí)橋臂上的交流分量也會(huì)顯著增加系統(tǒng)損耗。文獻(xiàn)［15-16］設(shè)計(jì)了容性能量轉(zhuǎn)移型結(jié)構(gòu),成本、體積與重量均降低,但是仍然存在電氣隔離能力欠缺的問(wèn)題。因此,為使變換器具備較好的電氣隔離能力,并降低系統(tǒng)損耗,本文考慮采用隔離型結(jié)構(gòu)。

本文根據(jù)全直流海上風(fēng)電大功率高壓送出的特定需求,首先考慮電氣隔離需求,結(jié)合模塊化結(jié)構(gòu)與MMC 的優(yōu)點(diǎn),提出一種復(fù)合模塊化DC/DC 變換器拓?fù)?；為提高變換器的升壓比,提出基于雙重移相的s/m調(diào)制策略,并針對(duì)該調(diào)制策略的特點(diǎn)改進(jìn)了電容電壓均衡控制方法；最后,通過(guò)MATLAB/Simulink 搭建模型進(jìn)行驗(yàn)證。

1 高壓送出DC/DC 變換器拓?fù)?/h2>

文獻(xiàn)［17］指出高壓送出DC/DC 變換器有三大技術(shù)需求:大容量、高升壓變比和故障隔離。為滿足以上要求,本文將MMC 電路和模塊組合型電路進(jìn)行拓?fù)淙诤?形成一種復(fù)合模塊化拓?fù)?如圖1（a）所示。圖1（a）中:UMV、UHV分別為中、高壓側(cè)的電壓；IMV、IHV分別為中、高壓側(cè)的電流；UMV,i為模塊i的中壓輸入電壓；UHV,i為模塊i的高壓輸出電壓；uua,i、uub,i、ula,i、ulb,i與iua,i、iub,i、ila,i、ilb,i分別為模塊i的橋臂電壓與橋臂電流,下標(biāo)u、l 分別表示上、下橋臂,a、b 分 別 表 示a、b 兩 相；uuA,i、uuB,i、ulA,i、ulB,i與iuA,i、iuB,i、ilA,i、ilB,i分別為整流側(cè)MMC 的上下橋臂電壓與電流,下標(biāo)A、B 分別表示A、B 兩相；KT為隔離變壓器的變比；ipi、isi與upi、usi分別為隔離變壓器原、副邊的電流與電壓；Ls、Lp分別為整流MMC 與逆變MMC的橋臂電感。

圖1 高壓送出DC/DC 變換器結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of high-voltage output DC/DC converter

為實(shí)現(xiàn)變換器的高升壓變比與故障隔離的目標(biāo),本文以隔離型結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ),同時(shí)為了充分利用MMC 調(diào)制策略所具備的升壓功能（詳見(jiàn)下文）,以降低隔離變壓器的升壓壓力、減小隔離變壓器絕緣設(shè)計(jì)與制造難度,在隔離變壓器兩側(cè)均采用MMC結(jié)構(gòu)。此外,在實(shí)際應(yīng)用中,風(fēng)電場(chǎng)黑啟動(dòng)可能需要電網(wǎng)短時(shí)間提供功率,變換器需要具有一定的雙向傳輸能力,相較于單有源橋（single active bridg,SAB）型電路,DAB 型DC/DC 變換器控制靈活,功率傳輸效率高,當(dāng)DAB 與MMC 結(jié)合后,在高壓側(cè)短路時(shí)故障電流波及范圍小,運(yùn)行可靠性高,故本文對(duì)DAB 電路進(jìn)行升級(jí)改造,用MMC 子模塊串聯(lián)式橋臂代替?zhèn)鹘y(tǒng)兩電平橋臂,從而形成單相MMC 型DAB（MMC-DAB）電路模塊,作為DC/DC 變換器的內(nèi)層結(jié)構(gòu)。在此基礎(chǔ)上,通過(guò)采用輸入串聯(lián)輸出串聯(lián)（input-series output-series,ISOS）的結(jié)構(gòu),將多個(gè)MMC-DAB 模塊進(jìn)行組合輸入串聯(lián)、輸出串聯(lián),作為變換器的外層結(jié)構(gòu),形成具有雙層模塊化復(fù)合結(jié)構(gòu)特點(diǎn)的海上風(fēng)電場(chǎng)高壓送出DC/DC 變換器拓?fù)洹?/p>

采用復(fù)合模塊化拓?fù)涞膬?yōu)勢(shì)是,MMC-DAB 模塊通過(guò)采用MMC 結(jié)構(gòu)提高了單個(gè)DAB 電路模塊的電壓水平和功率等級(jí),而多個(gè)模塊通過(guò)串并聯(lián)可以進(jìn)一步提升電壓或電流等級(jí),適應(yīng)不同的功率水平,以類似于“積木”的方式提供強(qiáng)大的靈活性,具有突出的模塊化和可配置性特點(diǎn)。限于篇幅,本文著重分析ISOS 結(jié)構(gòu),該結(jié)構(gòu)可以降低單個(gè)MMCDAB 模塊的輸入電壓,減少了子模塊數(shù)量。

圖1（a）所示的MMC-DAB 模塊中,逆變MMC的子模塊采用全橋結(jié)構(gòu),如圖1（b）所示,整流MMC采用半橋子模塊,如圖1（c）所示,對(duì)于兩側(cè)MMC 子模塊類型選取不同的原因?qū)⒃谙挛慕榻B調(diào)制策略時(shí)說(shuō)明。兩側(cè)MMC 經(jīng)過(guò)變比為KT的中頻變壓器連接和隔離,需要指出的是,由于需在海上換流站中安裝,為減小DC/DC 變換器體積,交流變壓器的工作頻率要提升至上百赫茲甚至上千赫茲。文獻(xiàn)［11,18］提出MMC 型大功率DC/DC 變換器采用一個(gè)集中隔離變壓器實(shí)現(xiàn)隔離,但大容量的中高頻變壓器還在研究階段,且變壓器原副邊電壓相差較大。因此,無(wú)論是從功率等級(jí)還是絕緣水平方面,變壓器的設(shè)計(jì)都面臨極大的困難。

本文通過(guò)將多個(gè)MMC-DAB 模塊進(jìn)行串并聯(lián),以“化整為零”的方式降低了對(duì)中頻變壓器容量和變比的要求,從而規(guī)避了中頻隔離變壓器因高功率密度結(jié)構(gòu)下的高壓絕緣難題而造成的技術(shù)瓶頸,可充分借鑒現(xiàn)有成熟技術(shù),滿足高壓大容量直流變換需求。

2 MMC-DAB 模塊的調(diào)制策略與功率特性

2.1 基于雙重移相的s/m 調(diào)制策略

海上高壓送出DC/DC 變換器的主要任務(wù)是完成從中壓側(cè)到高壓直流輸電線路的電壓變換以及海上風(fēng)電場(chǎng)功率外送,對(duì)隔離變壓器兩側(cè)電流、電壓波形無(wú)須要求為標(biāo)準(zhǔn)正弦波,且相較于正弦波調(diào)制,方波調(diào)制下的直流電壓利用率高、功率傳輸能力強(qiáng)［19］。為使MMC 具備升壓功能,降低隔離變壓器體積與制造難度,實(shí)現(xiàn)變換器大幅升壓的目標(biāo),本文基于方波調(diào)制并借鑒DAB 的雙重移相調(diào)制,提出了基于雙重移相的s/m調(diào)制策略。

本文提出的s/m調(diào)制是指在上半個(gè)周期內(nèi)上、下橋臂分別投入s、m個(gè)子模塊,在下半個(gè)周期內(nèi)上、下橋臂投入的子模塊數(shù)交換。s與m都是固定值,代表一個(gè)橋臂可能投入的子模塊數(shù),規(guī)定s

現(xiàn)以圖1 中第i個(gè)模塊的逆變MMC 為例分析該調(diào)制策略的升壓原理。假設(shè)在前半個(gè)周期內(nèi)a 相上、下橋臂分別投入s、m個(gè)模塊,b 相上、下橋臂分別投入m、s個(gè)子模塊,則upi為:

式中:UC為子模塊電容電壓。

MMC 最基本的特征是上、下橋臂的子模塊電壓之和必須等于MMC 直流電壓,即

由式（3）可以看出,為了使逆變MMC 的變比Ki,MMC>1,需使|m-s|>m+s,則需在逆變MMC 中采用具有“負(fù)投入”狀態(tài)的全橋子模塊,使s取負(fù)值。

同理,整流MMC 在前半個(gè)周期內(nèi),A 相上、下橋臂分別投入S、M個(gè)模塊,B 相的上、下橋臂投入M、S個(gè)子模塊,隔離變壓器副邊交流電壓幅值Usi與UHV,i的比值為:

由式（4）可以看出,整流MMC 的子模塊無(wú)需負(fù)投入便可實(shí)現(xiàn)升壓功能,為減小器件的數(shù)量以及變換器體積,整流MMC 采用半橋子模塊。

圖1 中隔離變壓器的變比為KT,結(jié)合式（3）與式（4）,可得MMC-DAB 模塊輸出與輸入電壓的比值為:

由上式可知,MMC-DAB 模塊的整體升壓比由Ki,MMC、Kr,MMC以 及KT共 同 貢 獻(xiàn),s/m調(diào) 制 策 略 賦 予了MMC 升壓功能,從而減少了對(duì)變壓器變比的要求,變壓器兩側(cè)電壓差的減小使其絕緣設(shè)計(jì)與制造難度減小,對(duì)于高變比變換器的實(shí)現(xiàn)具有現(xiàn)實(shí)意義。

但s/m調(diào)制是一種兩電平調(diào)制,隔離變壓器兩側(cè)du/dt較大,增加了變壓器絕緣壓力,為此考慮將s/m調(diào)制與雙重移相調(diào)制結(jié)合,以增加兩側(cè)MMC 交流電壓的電平數(shù)。當(dāng)某橋臂投入的子模塊數(shù)在s（S）、m（M）之間周期性變換時(shí),該橋臂將產(chǎn)生sUC與mUC（SUC與MUC）兩種電平,由于每個(gè)橋臂中都含有多個(gè)子模塊,當(dāng)橋臂電壓在sUC與mUC（SUC與MUC）之間跳變時(shí),可以通過(guò)使橋臂投入子模塊數(shù)為k（K）（s

圖2 基于雙重移相的s/m 調(diào)制下的電壓波形Fig.2 Voltage waveforms with s/m modulation based on double phase shift

由于上、下橋臂投入子模塊總數(shù)之和需滿足式（2）,且上、下橋臂在過(guò)渡電平期間投入的子模塊數(shù)同時(shí)切換為K（k）,因此K（k）的取值只能為（M+S）/2［（m+s）/2］,此時(shí)隔離變壓器副邊電壓為三電平階梯波。

K個(gè)子模塊投入時(shí)間所對(duì)應(yīng)的角度為MMCDAB 模塊整流MMC 內(nèi)部的移相角θ,效果上類似于在DAB 電路中采用雙重移相調(diào)制時(shí),當(dāng)控制H 橋內(nèi)兩橋臂之間的移相角時(shí)DAB 電路的交流側(cè)可產(chǎn)生三電平階梯波。借鑒DAB 電路中對(duì)移相角的命名,稱θ為內(nèi)移相角,此為一重移相。另一重移相對(duì)應(yīng)DAB 電路中變壓器原、副邊兩側(cè)電壓波形的移相角,即MMC-DAB 模塊中變壓器原、副邊階梯波之間的移相角,稱為外移相角?,用以完成功率傳輸功能。

三電平階梯波相較于直接采用s/m調(diào)制輸出的方波而言可以降低變壓器兩側(cè)du/dt,此外,電平數(shù)的增加使橋臂投入子模塊數(shù)多樣化,使子模塊組合序列的充放電方式更加靈活,有利于實(shí)現(xiàn)MMC 的電容電壓均衡控制。

2.2 功率傳輸特性分析

高壓送出DC/DC 變換器在正常工作時(shí)僅需將功率從中壓側(cè)傳輸?shù)礁邏簜?cè),功率單向傳輸,由DAB 變換器工作原理可知該情況對(duì)應(yīng)外移相角?>0,為簡(jiǎn)化分析僅討論正常工作時(shí)?>0 的情況。

首先,對(duì)圖1 中MMC-DAB 模塊進(jìn)行化簡(jiǎn)等效,將隔離變壓器原邊電壓、漏感以及橋臂電感歸算到副邊,得到附錄A 圖A1 所示等效電路圖。為便于分析,不再區(qū)分具體MMC-DAB 模塊,在下文對(duì)涉及的物理量省略下標(biāo)i,用上標(biāo)“'”表示歸算量。

附錄A 圖A1 中,設(shè)隔離變壓器歸算到副邊側(cè)的漏感為L(zhǎng)T,則有:

式中:Lk為等效電感。

當(dāng)?>0 時(shí),按照θ與?的關(guān)系,可分為3 種工作模式:0

式中:Uab為歸算前隔離變壓器原邊三電平階梯波的峰值。

目前MMC 橋臂子模塊的個(gè)數(shù)常設(shè)置為偶數(shù),因此一般情況下逆變MMC 與整流MMC 升壓比均可達(dá)到2,即Kr,MMCKi,MMC=4,大大降低了隔離變壓器的升壓壓力。同時(shí),在MMC 升壓比為2 時(shí),橋臂投入的3 種子模塊數(shù)（m、s、k或M、S、K）也有特殊的 聯(lián) 系 :假 設(shè)m+s=n,M+S=N,其 中n=UMV,i/UC、N=UHV,i/UC分別為在相同直流母線電壓等級(jí)以及傳統(tǒng)調(diào)制策略下,不考慮模塊冗余時(shí)整流與逆變MMC 各橋臂子模塊數(shù)量的理論設(shè)計(jì)值,當(dāng)Kr,MMC=2、Ki,MMC=2 時(shí),結(jié)合式（3）和式（4）,有m=（3/2）n,s=-(1/2)n,M=（3/4）N,S=（1/4）N,故s=-k,S+K=M,上述關(guān)系在下文的電容電壓均衡算法中也將用到。

通過(guò)上述分析可知,逆變MMC 各橋臂中全橋子模塊總數(shù)m比傳統(tǒng)調(diào)制下的理論值n多1/2,而整流MMC 各橋臂半橋子模塊總數(shù)M比N少1/4。由于中、高壓兩側(cè)直流電壓水平的差異,N遠(yuǎn)大于n,同時(shí)相比于文獻(xiàn)［11］中采用的三相結(jié)構(gòu)的FTFMMC,本文提出的MMC-DAB 模塊橋臂個(gè)數(shù)減少,故總體而言本文調(diào)制策略下子模塊總數(shù)減少。

雖然逆變MMC 采用了全橋子模塊,增加了器件使用數(shù)量,但逆變MMC 具備了升壓功能,中頻變壓器的升壓比降低,匝數(shù)比減小,有利于減少變換器整體體積。此外,全橋子模塊具有故障隔離的能力,相較于文獻(xiàn)［11］中采用在中頻變壓器兩側(cè)安裝交流斷路器以隔離故障的方式,本文采用全橋子模塊可省去斷路器。文獻(xiàn)［7］中提到了DAB 模塊組合型結(jié)構(gòu),由于各DAB 模塊端口上設(shè)置了集中電容,當(dāng)系統(tǒng)發(fā)生直流故障時(shí),電容會(huì)迅速放電,故障電流增加,且當(dāng)單個(gè)DAB 模塊發(fā)生故障時(shí),無(wú)法通過(guò)設(shè)置冗余模塊代替故障模塊運(yùn)行,否則會(huì)使電容短路。但本文提出的拓?fù)溆捎诓捎昧巳珮蜃幽K,不僅可以通過(guò)閉鎖子模塊阻斷故障電流,而且當(dāng)某個(gè)子模塊故障時(shí),可通過(guò)設(shè)置冗余子模塊代替其運(yùn)行,提高了變換器運(yùn)行可靠性。因此,在逆變MMC 采用全橋子模塊具有較好的應(yīng)用前景。

假設(shè)電壓傳輸比G=KTUab/UAB=U'ab/UAB,中頻變壓器的頻率為f（角頻率ω=2πf）,隨時(shí)間變化的角度（相角）φ=ωt。同時(shí),在整流、逆變MMC 升壓比均為2 時(shí),隔離變壓器原、副邊三電平階梯波的幅值分別為U'ab=2KTUMV,i、UAB=UHV,i/2。根據(jù)附錄A 圖A2 可求出0

將式（8）—式（10）中iLk的表達(dá)式代入式（11）,得到不同工作模式下MMC-DAB 模塊的傳輸功率,如式（12）所示。

由式（12）可知,由于電壓傳輸比G與變壓器的變比有關(guān),由工程參數(shù)決定,故MMC-DAB 模塊傳輸功率與θ以及?有關(guān)。其中θ不能過(guò)小,由附錄A圖A2 可知,θ減小會(huì)導(dǎo)致電感電流增加,從而增加系統(tǒng)損耗,但也不能過(guò)大,否則會(huì)降低變換器的最大輸出功率,因此通常將θ設(shè)定在一個(gè)合適的值（一般在0.1π 左右［20］）,通過(guò)改變?來(lái)調(diào)整變換器傳輸功率。由于θ較小,所以在θ

3 電容電壓均衡與定電壓控制策略

3.1 分庫(kù)電容電壓均衡算法

無(wú)論是半橋型MMC 還是全橋型MMC,傳統(tǒng)電容電壓均衡算法的核心都是判斷子模塊電容的充放電狀態(tài)并找出電容電壓第a小或第a大的子模塊（記其電容電壓值為UCa）。圖1（b）、（c）為本文MMC 中所用的兩種子模塊類型,規(guī)定橋臂電流從圖1 所示子模塊的端口A 流進(jìn)、端口B 流出時(shí)電流方向?yàn)檎?反之為負(fù),得到在不同子模塊類型輸出電平與橋臂電流方向變化時(shí)子模塊電容的充放電狀態(tài),如附錄A 表A1 所示。但傳統(tǒng)算法需要對(duì)橋臂上所有子模塊電容電壓進(jìn)行有序排列,存在計(jì)算量增加的問(wèn)題,為此引入“中位數(shù)的中位數(shù)”選擇算法:首先,選取樞紐元［21］,接著對(duì)所有電容電壓進(jìn)行劃分以及遞歸調(diào)用,從而尋找UCa,具體步驟見(jiàn)附錄C。根據(jù)文獻(xiàn)［22-23］可知,采用冒泡算法、快速排序算法以及“中位數(shù)的中位數(shù)”原則選取UCa時(shí),比較次數(shù)與模塊個(gè)數(shù)M的 關(guān) 系 分 別 為C1（M）≈0.5M2、C2（M）≈1.44Mlog2M、C3（M）≈1.9M,對(duì)比發(fā)現(xiàn)隨著子模塊數(shù)的增加,由于本文采用的算法無(wú)須進(jìn)行有序排列,計(jì)算量大大降低。

電容電壓均衡控制算法的設(shè)計(jì)需要與調(diào)制策略的特點(diǎn)相結(jié)合,本文采用的s/m調(diào)制策略最大的特點(diǎn)是橋臂投入的子模塊數(shù)只有s（S）、m（M）、k（K）這3 種情況,特別是根據(jù)2.2 節(jié)的分析可知,當(dāng)兩側(cè)MMC 的 升 壓 比2 時(shí),在 逆 變MMC 中k=-s,整 流MMC 中K=2S。若不考慮子模塊的冗余,當(dāng)橋臂所需投入子模塊數(shù)為m（M）時(shí)投入所有子模塊,無(wú)須進(jìn)行排序與篩選,僅在橋臂投入s（S）、k（K）個(gè)子模塊時(shí)考慮電容電壓均衡問(wèn)題。

由于全橋子模塊輸出電平有3 種情況,因此逆變MMC 在確定橋臂所需投入電平數(shù)后,橋臂子模塊的組合投入方式相較于整流MMC 更加靈活,但器件的動(dòng)作狀態(tài)隨之變得復(fù)雜。為減少橋臂投入子模塊數(shù)跳變時(shí)開(kāi)關(guān)動(dòng)作的器件數(shù)量,降低開(kāi)關(guān)損耗,本文在確定逆變MMC 橋臂投入子模塊數(shù)量時(shí),考慮單個(gè)橋臂上子模塊只有正投入組合或負(fù)投入組合狀態(tài),而不考慮包括正、負(fù)投入的混合組合狀態(tài)。

對(duì)于逆變MMC,由于s與k互為相反數(shù),即除去橋臂子模塊全部投入的情況,無(wú)論橋臂子模塊需要正投入還是負(fù)投入,投入的數(shù)量都是一致的,均為|s|。由附錄A 表A1 分析可知,可以通過(guò)橋臂電流的方向以及子模塊輸出電平判斷電容充放電狀態(tài):充電時(shí)需要投入電容電壓最小的|s|個(gè)全橋子模塊,反之需要投入電容電壓最大的|s|個(gè)全橋子模塊。需要投入的子模塊內(nèi)部的器件狀態(tài)取決于模塊的投入模式（正投入或負(fù)投入）。

由上述分析可知,通過(guò)將子模塊分為兩大組（充電組與放電組）并判斷子模塊充放電狀態(tài)便可確定各子模塊的投入狀態(tài),因此本文提出了分庫(kù)電容電壓均衡算法。針對(duì)全橋型MMC 分庫(kù)電容電壓均衡算法的流程如圖3 所示:利用“中位數(shù)的中位數(shù)”原則對(duì)各橋臂上的m個(gè)子模塊進(jìn)行分庫(kù),分為電容電壓較大A 庫(kù)與電容電壓較小B 庫(kù),兩庫(kù)中的元素?cái)?shù)量均為|s|；當(dāng)子模塊電容需要放電時(shí)投入A 庫(kù),充電時(shí)投入B 庫(kù)；在電容電壓波動(dòng)允許的范圍內(nèi)兩庫(kù)內(nèi)元素不變,以保證在子模塊充放電狀態(tài)變化前各子模塊的投入狀態(tài)不變,從而降低開(kāi)關(guān)次數(shù),一旦電壓波動(dòng)范圍超過(guò)允許值則按要求重新分庫(kù)。

圖3 中,x表示逆變MMC 橋臂所需投入模塊數(shù)（x=s、k、m）,iarm表示橋臂電流,UCmin、UCmax分別為實(shí)際運(yùn)行中橋臂所有子模塊電容電壓的最小值與最大值,UCmin,A、UCmax,B分別為A 庫(kù)中電容電壓的最小值與B 庫(kù)中電容電壓的最大值,UCref,max、UCref,min分別為理論設(shè)定的電容電壓最大與最小的允許值,并在運(yùn)行中要求UCmin>UCref,min,UCmax

圖3 全橋型MMC 分庫(kù)電容電壓均衡算法流程Fig.3 Flow chart of partition-database capacitor voltage balancing algorithm for full-bridge MMC

為進(jìn)一步控制電容電壓波動(dòng)在允許的范圍內(nèi),除需檢測(cè)UCmin與UCmax外,還要關(guān)注庫(kù)內(nèi)電壓的范圍,由于A 庫(kù)中電容將工作于放電狀態(tài),因此只需對(duì)該庫(kù)中的最小值UCmin,A進(jìn)行判斷,同理對(duì)于B 庫(kù)僅需關(guān)注其中的最大值UCmax,B。

對(duì)于整流MMC,由于半橋子模塊沒(méi)有負(fù)投入的狀態(tài),僅需判斷橋臂電流的方向即可判斷子模塊電容的充放電狀態(tài)。

在整流MMC 中,由于在投入S與K個(gè)子模塊時(shí),橋臂投入的子模塊數(shù)量不同,故不能直接將某個(gè)庫(kù)全部投入,但為了充分利用分庫(kù)的優(yōu)勢(shì),仍將各橋臂上的子模塊分為A、B 兩個(gè)庫(kù),庫(kù)中元素個(gè)數(shù)均為S,當(dāng)橋臂所需投入模塊數(shù)y=S時(shí),根據(jù)充放電狀態(tài)將某庫(kù)全部投入,當(dāng)y=K=（S+M）/2 時(shí),由2.2 節(jié)可知,Kr,MMC=2 時(shí)有y=M-S,據(jù)此可方便選擇需要投入的子模塊:需要充電時(shí),將用來(lái)放電的A 庫(kù)的子模塊閉鎖,其他子模塊全部投入；反之閉鎖B庫(kù),其他子模塊全部投入。上述電容電壓均衡算法流程如圖4 所示,圖中y表示整流MMC 橋臂所需投入子模塊數(shù),其他變量含義與圖3 相同。

圖4 半橋型MMC 分庫(kù)電容電壓均衡算法流程Fig.4 Flow chart of partition-database capacitor voltage balancing algorithm for half-bridge MMC

綜上,分庫(kù)電容電壓均衡算法流程分為3 個(gè)步驟:1）劃分A、B 兩庫(kù)；2）對(duì)子模塊工作狀態(tài)進(jìn)行判定；3）選擇投入的子模塊。由前述可知,該算法與本文提出的拓?fù)浜驼{(diào)制策略高度適配,不僅減小了計(jì)算量,還降低了器件的開(kāi)關(guān)次數(shù)。

3.2 定電壓控制策略

在附錄A 圖A3 所示的兩級(jí)升壓海上直流風(fēng)電場(chǎng)中,需要對(duì)低、中、高3 個(gè)直流環(huán)節(jié)的電壓進(jìn)行穩(wěn)定控制,分別由中壓匯集DC/DC 變換器、高壓送出DC/DC 變換器以及岸上換流站實(shí)現(xiàn)。

由于本文DC/DC 變換器采用ISOS 結(jié)構(gòu),故在設(shè)計(jì)變換器的控制策略時(shí),不僅需要保證中壓輸入側(cè)的電壓穩(wěn)定,還需考慮各MMC-DAB 模塊的均壓?jiǎn)栴}。由文獻(xiàn)［24］可知,若能保證各模塊輸入均壓,輸出電壓將自動(dòng)平均分配,則各模塊的輸入電壓有:

式中:l為DC/DC 變換器中MMC-DAB 模塊的數(shù)量。

將定中壓控制與輸入均壓控制相結(jié)合,提出了如附錄A 圖A4 所示的高壓送出DC/DC 變換器控制策略。定中壓控制采用雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)輸出外移相角?,與輸入均壓控制得到的外移相角修正量Δ?1,Δ?2,…,Δ?l作 差,得 到 各 模 塊 的 外 移 相 角?1,?2,…,?l,經(jīng)過(guò)調(diào)制與電容電壓均衡控制產(chǎn)生各器件的觸發(fā)信號(hào),實(shí)現(xiàn)高壓送出DC/DC 變換器的穩(wěn)定控制。

4 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所提出的基于MMC-DAB 模塊的ISOS 型高壓送出DC/DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制與控制策略的可行性,在MATLAB/Simulink 中搭建了如圖1 所示的變換器仿真模型,中壓側(cè)電壓設(shè)置為30 kV,高壓側(cè)為300 kV,額定容量為100 MW,整個(gè)變換器由5 個(gè)MMC-DAB 模塊串聯(lián)組成,單個(gè)模塊的仿真參數(shù)如附錄A 表A2 所示。

為驗(yàn)證定電壓控制策略的有效性,在0.5 s 時(shí)令變換器傳輸功率由100 MW 躍變至120 MW,其傳輸功率P、中壓側(cè)電壓、各MMC-DAB 模塊輸入電壓以及隔離變壓器原、副邊電壓仿真波形如圖5所示。

圖5 DC/DC 變換器仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of DC/DC converter

從圖5 中可以看到,當(dāng)DC/DC 變換器傳輸功率變化時(shí),中壓側(cè)電壓UMV與各MMC-DAB 模塊輸入電壓波動(dòng)較小,且5 個(gè)模塊的輸入電壓也保持了較好的一致性。隔離變壓器原邊電壓upi為由12 kV、0 kV、-12 kV 構(gòu)成的三電平階梯波,逆變MMC 實(shí)現(xiàn)了從中壓側(cè)到變壓器原邊1∶2 的升壓比,同理整流MMC 也實(shí)現(xiàn)了1∶2 的升壓,驗(yàn)證了本文提出的基于雙重移相的s/m調(diào)制具有升壓的功能。

為了驗(yàn)證本文所提出的分庫(kù)電容電壓均衡算法對(duì)于降低開(kāi)關(guān)頻率的作用,將其與傳統(tǒng)均衡算法進(jìn)行比較,傳統(tǒng)算法下子模塊的開(kāi)關(guān)狀態(tài)與電容電壓波動(dòng)情況如附錄A 圖A5 所示。

當(dāng)采用分庫(kù)均衡算法,設(shè)置UCref,min=1 430 V、UCref,max=1 570 V 和UCref,min=1 470 V、UCref,max=1 530 V 兩種情況,子模塊電容電壓波動(dòng)與器件開(kāi)關(guān)狀態(tài)分別如附錄A 圖A6、圖A7 所示。對(duì)比圖A5—圖A7 可知,傳統(tǒng)算法下子模塊在0.000 5 s 內(nèi)開(kāi)關(guān)狀態(tài)就要改變40 次左右,實(shí)際工程中器件難以承受如此高的開(kāi)關(guān)頻率,故其不適用于本文提出的調(diào)制策略。在分庫(kù)均衡算法下,子模塊的觸發(fā)脈沖幾乎與隔離變壓器的工作頻率一致,雖然電容電壓的一致性稍遜傳統(tǒng)算法,但電壓波動(dòng)范圍都在5%的允許范圍內(nèi),且隨著電容電壓上、下限參考值范圍的縮小,其波動(dòng)范圍減小,一致性得到提高。

為量化分析,引入平均開(kāi)關(guān)頻率fave,以逆變MMC 為例,fave=Ncut,off/m,Ncut,off表示單位時(shí)間內(nèi)某一橋臂上所有器件開(kāi)通與關(guān)斷的次數(shù)總和,采用不同電容電壓均衡算法下fave統(tǒng)計(jì)結(jié)果如表1 所示。

表1 不同算法下器件的平均開(kāi)關(guān)頻率Table 1 Average switching frequency of devices with different algorithms

從表1 可以看出,在分庫(kù)電容電壓均衡算法下器件的平均開(kāi)關(guān)頻率下降到隔離變壓器工作頻率附近,而傳統(tǒng)算法下開(kāi)關(guān)頻率達(dá)到數(shù)十千赫茲。雖然在分庫(kù)電容電壓算法下子模塊電容電壓一致性稍遜傳統(tǒng)算法,但綜合考慮器件開(kāi)關(guān)頻率、損耗以及電壓波動(dòng)范圍,本文采用的分庫(kù)電容電壓均衡算法具有較大的優(yōu)勢(shì)。

5 結(jié)語(yǔ)

本文結(jié)合全直流海上風(fēng)電場(chǎng)對(duì)大容量高壓送出DC/DC 變換器的技術(shù)需求,提出了基于MMCDAB 模塊ISOS 的復(fù)合模塊化DC/DC 變換器拓?fù)?得到如下結(jié)論:

1）本文提出的基于MMC-DAB 模塊的復(fù)合模塊化變換器結(jié)構(gòu),增加了拓?fù)潇`活性和對(duì)不同電壓水平或功率等級(jí)的適應(yīng)性,尤其適用于海上風(fēng)電送出等大功率、高電壓應(yīng)用場(chǎng)合,同時(shí)中頻變壓器額定容量減少,原、副邊電壓絕緣要求下降,大大降低了工程實(shí)現(xiàn)難度；

2）提出的基于雙重移相的s/m調(diào)制策略,配合逆變側(cè)MMC 和整流側(cè)MMC 橋臂全橋和半橋子模塊選型,賦予了變換器升壓功能,減小了隔離變壓器升壓的壓力；

3）結(jié)合調(diào)制特點(diǎn)提出的分庫(kù)電容電壓均衡算法,可在保持電容電壓在允許范圍內(nèi)波動(dòng)的同時(shí)顯著降低開(kāi)關(guān)頻率,減少開(kāi)關(guān)損耗,計(jì)算量也大大減小。

本文主要目的是為海上直流風(fēng)電場(chǎng)的高壓送出DC/DC 變換器提供一種方案,側(cè)重于理論創(chuàng)新性研究,但還未開(kāi)展實(shí)驗(yàn)研究和驗(yàn)證。此外,本文主要考慮了變換器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行情況下的控制策略,為保證當(dāng)系統(tǒng)或變換器內(nèi)部發(fā)生故障時(shí)DC/DC 變換器的安全與可靠運(yùn)行,需進(jìn)一步研究故障電流的限制及阻斷方法。

附錄見(jiàn)本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網(wǎng)絡(luò)全文。