基于雙向反激變換器的電池均衡電路研究

李 偉，吳 靖，鄭偉彥，陳佩軍，高 峰

(1.山東大學(xué)電氣工程學(xué)院，山東 濟(jì)南 250061；2.浙江大有實業(yè)有限公司杭州科技發(fā)展分公司，浙江 杭州 310052)

近年來，鋰離子電池因其比能量高、無記憶效應(yīng)、容量大、污染相對較小等優(yōu)點，被大量應(yīng)用于電動汽車和儲能電站中[1-4]，但其不耐受過充、過放和對溫度敏感的特性也帶來了很多應(yīng)用限制[5]。在電動汽車中，動力電池組通常由大量單體電池串并聯(lián)構(gòu)成，以達(dá)到需要的電壓和容量等級，但這些單體電池初始特性和實際運(yùn)行工況存在差異，長期使用后的不一致問題突出，導(dǎo)致電池組性能下降、壽命縮短，甚至引發(fā)安全事故。此外，儲能電站中的電池數(shù)量更加龐大，容量與荷電狀態(tài)(state of charge,SOC)不均衡導(dǎo)致的可用容量降低和易過充、過放問題受到廣泛關(guān)注。

電池均衡是解決上述不一致問題的關(guān)鍵技術(shù)，通常可分為耗散型和非耗散型兩類。耗散型方案的能量利用率低，并且會引入額外的散熱壓力；非耗散型方案通過將不均衡能量進(jìn)行轉(zhuǎn)移實現(xiàn)電池均衡，能量利用率高，是目前的研究熱點。

按照非耗散型方案中能量轉(zhuǎn)移組件的不同，可將其進(jìn)一步劃分為電容式方案、電感式方案和變換器式方案(圖1)。開關(guān)電容式均衡電路是一種典型的電容式方案，電路拓?fù)淙鐖D1(a)所示，通過頻繁切換電容與電池的連接關(guān)系，可實現(xiàn)能量在相鄰電池間的轉(zhuǎn)移，該電路需要用到大量電容，均衡速度慢、效果差。電感式方案又分為利用多個單電感的非隔離式方案和利用多繞組耦合電感的隔離式方案，后者的電路拓?fù)淙鐖D1(b)所示，其優(yōu)點是均衡速度稍快，但其由于多個繞組無法做到完全一致，均衡效果較差。變換器式方案則是利用DC-DC 變換器中的電感、電容、變壓器作為能量轉(zhuǎn)移元件，均衡電流大小可控，均衡速度快、效果好，但往往受限于較高的成本，無法得到應(yīng)用，其電路拓?fù)淙鐖D1(c)所示。

圖1 三種傳統(tǒng)均衡電路拓?fù)?/p>

針對上述均衡電路拓?fù)浯嬖诘膯栴}，本文提出了一種新型串聯(lián)鋰離子電池組均衡電路，該電路在保證均衡效果和均衡速度的前提下，顯著降低了均衡裝置的成本。

1 均衡電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制流程

如圖2 所示，所提出的新型均衡電路拓?fù)溆刹蓸优卸娐贰㈦姵剡x通電路和雙向反激變換器三部分組成。

圖2 均衡電路整體結(jié)構(gòu)

各部分電路的功能為：

(1)采樣判定電路負(fù)責(zé)采樣單體電池電壓、電流，估計其SOC，從而判斷單體電池是否需要均衡以及均衡能量的流向；

(2)電池選通電路根據(jù)采樣判定電路的判定結(jié)果，將相應(yīng)單體電池與雙向反激變換器的初級側(cè)相連，同時隔離其他單體電池；

(3)雙向反激變換器是均衡電路的能量處理單元，負(fù)責(zé)被均衡電池與電池組之間的能量交換。

2 均衡電路的工作原理

2.1 均衡判據(jù)

通常，鋰離子電池的OCV-SOC 曲線存在一大段平臺期，在平臺期內(nèi)，SOC的差異只會導(dǎo)致微弱的開路電壓差異，加之電池內(nèi)阻、極化等因素的影響，僅依靠端電壓不能精確反映電池實際狀態(tài)，因此本文采用SOC作為均衡判據(jù)。

在SOC估計方面，常用的方法有：開路電壓法、安時積分法、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法、擴(kuò)展卡爾曼濾波法等等。由于開路電壓無法在均衡過程中實時獲取，所以開路電壓法無法應(yīng)用于電池均衡；安時積分法對電流采樣的精度有較高要求，測量誤差對結(jié)果影響較大；神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法需要有大量的電池使用數(shù)據(jù)作為訓(xùn)練集；擴(kuò)展卡爾曼濾波法通過建立等效電路模型來模擬鋰電池內(nèi)部的動態(tài)反應(yīng)過程，以在線測量的參數(shù)作為等效模型的輸入，并結(jié)合濾波算法估計SOC，降低了對采樣精度的依賴，也無需數(shù)據(jù)集，可以實時跟蹤SOC的變化，為均衡過程提供終止判據(jù)。綜上，本文采用擴(kuò)展卡爾曼濾波法估計單體電池SOC。

2.2 電池選通電路

被均衡電池通過選通電路連接至雙向反激變換器。如圖3 所示，選通電路由2n(n為單體電池數(shù))個雙向開關(guān)構(gòu)成，雙向開關(guān)為一對反向串連的MOSFET，并以電池電壓為驅(qū)動源，用光耦隔離驅(qū)動信號。

圖3 單體電池選通電路

以單體電池BT1與電池組之間的能量交換為例，電路的連接狀態(tài)如圖4 所示，紅色代表BT1的充(放)電電流回路，藍(lán)色代表電池組的放(充)電電流回路。圖5 展示了雙向開關(guān)S1+的導(dǎo)通原理：高電平控制信號使光耦二次側(cè)導(dǎo)通，電壓大小為VBT2+VBT3+VBT4的驅(qū)動源經(jīng)光耦、驅(qū)動電阻RG和MOSFET體二極管構(gòu)成回路，向MOSFET 的柵源寄生電容充電，最終驅(qū)動N 溝道MOSFET 導(dǎo)通，將單體電池BT1連接至變換器的初級側(cè)。在串聯(lián)電池組的高電位端，需要用P 溝道MOSFET組成選通開關(guān)。

圖4 BT1充放電時的電路連接狀態(tài)

圖5 S1+的導(dǎo)通原理

本文充分利用選通電路不進(jìn)行高頻開關(guān)的特點，設(shè)計了上述驅(qū)動電路，無需額外的偏置電源和專用驅(qū)動IC，即可實現(xiàn)選通電路的正確動作，節(jié)省硬件開銷。

2.3 雙向反激變換器

2.3.1 反激變換器的優(yōu)化

傳統(tǒng)單向反激變換器中只有一種高頻諧振問題，但雙向反激變換器在原/副邊MOSFET導(dǎo)通/關(guān)斷的瞬間，均存在變壓器漏感與MOSFET 寄生輸出電容之間的高頻諧振問題，產(chǎn)生的電磁干擾會影響電路的可靠運(yùn)行，若降額使用高耐壓的MOSFET解決諧振引發(fā)的高電壓應(yīng)力問題，成本會被迫增加。

如圖6 所示，采用無源吸收電路抑制上述諧振問題，并通過優(yōu)化變壓器漏感和緩沖電路參數(shù)，將耗散在吸收電路中的能量最小化，圖中RP、CP、RS、CS分別為初級側(cè)和次級側(cè)的吸收電阻與吸收電容。

圖6 基于無源吸收電路的雙向反激變換器

MOSFET 寄生二極管的正偏壓降通常在1.0 V 左右，且反向恢復(fù)特性較差，利用該二極管續(xù)流會產(chǎn)生較大的損耗，外部并聯(lián)肖特基二極管的做法則會增加電路成本。本文充分利用雙向反激變換器的硬件資源，使MOSFET 工作在同步整流模式，在不增加硬件開銷的前提下，降低了續(xù)流損耗。

2.3.2 變換器關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

變壓器是反激變換器的核心組件，根據(jù)被均衡電池的特性，可以確定變壓器的變比N和折算到初級側(cè)的勵磁電流峰值設(shè)定值ISET。假設(shè)被均衡電池的最大充、放電電流分別為IINmax、IOUTmax，則在單體電池充電時，需滿足以下不等式：

放電時，需滿足以下不等式：

綜合式(1)和式(2)，為了得到最大均衡電流，實現(xiàn)最快的均衡速度，須有：

為保證吸收電路有足夠低的支路阻抗，吸收電容取值如下：

此時可以忽略寄生輸出電容與漏感之間的諧振。以初級側(cè)吸收回路為例，其回路阻尼系數(shù)為：

一般而言，為了避免MOSFET 上過高的電壓應(yīng)力，諧振導(dǎo)致的電壓尖峰應(yīng)不超過電壓應(yīng)力穩(wěn)態(tài)值的120%，即：

σ% ≤20% (6)

根據(jù)欠阻尼二階系統(tǒng)的阻尼系數(shù)與超調(diào)量之間的關(guān)系，可得：

最終得到吸收電阻RP的取值范圍：

注意，RP取值過大會使吸收電路的阻抗增加，無法為諧振能量提供低阻抗通路。

3 均衡電路的優(yōu)勢對比

表1 從均衡速度、均衡效果、成本三個角度，將提出的均衡電路與四種常見的均衡電路作了對比。本文提出的均衡電路通過對均衡電流的主動控制，實現(xiàn)了與變換器式均衡電路同樣的均衡效果，且在成本方面具有優(yōu)勢，但均衡速度稍慢。然而在諸如削峰填谷儲能電站、需量電費(fèi)管理儲能系統(tǒng)等場景中，均衡電路往往有足夠的動作時間。以削峰填谷儲能電站為例，其電池的充放電過程是平穩(wěn)、慢速的。對于均衡電路而言，只需保證所有電池可以同時充電至SOC上限，并同時放電至SOC的設(shè)定下限，實現(xiàn)可用容量最大化即可。

表1 提出的方案與幾種傳統(tǒng)均衡電路的對比

以充電過程(充電電流0.2C)為例，假設(shè)電池初始SOC均勻分布在[10%,20%]的區(qū)間內(nèi)，要求所有電池同時充電至SOC=100%。若采用雙向反激變換器構(gòu)建傳統(tǒng)的DC-DC 變換器式均衡電路進(jìn)行SOC均衡(均衡電流設(shè)為0.1C)，則期望耗時為0.5 h；而采用提出的方案進(jìn)行均衡時，在單個變換器參數(shù)完全一致的情況下，期望耗時為0.25nh(n為串聯(lián)單體電池的數(shù)量)?？紤]到需要有一定的均衡能力裕量，n取為6。

兩個均衡過程的仿真結(jié)果如圖7 所示，6 節(jié)電池的初始SOC分別為10%、12%、14%、16%、18%、20%。從圖7 中可以看出，提出的均衡電路在少于傳統(tǒng)方案6 倍的時間內(nèi)完成了對電池的均衡，表明其具有較高的硬件資源利用率。

圖7 兩種均衡方案的均衡過程對比

表2 以6 節(jié)串聯(lián)單體電池的均衡為例，量化對比了提出的方案和傳統(tǒng)反激變換器式均衡電路在成本方面的差異。從表2 中可以看出，所提方案使用了數(shù)量較少的功率開關(guān)和變壓器，且額外引入了選通開關(guān)，具有較為明顯的成本優(yōu)勢。

表2 提出的方案與傳統(tǒng)反激變換器式均衡電路的成本對比(僅不同之處)

4 樣機(jī)實驗

搭建了一臺包含6 節(jié)鋰離子單體電池(LR1865SZ，天津力神)的均衡電路樣機(jī)，如圖8 所示，雙向反激變換器的具體參數(shù)如下：變壓器變比N=1∶1，勵磁電感LM=41.3 μH，原邊漏感LKP=0.31 μH，副邊漏感LKS=0.30 μH，吸收電容CP=CS=3.3 nF，吸收電阻RP=RS=27.0 Ω，主回路MOSFET 選用IPP180N10N3，選通電路中的MOSFET 選用WSP6946（雙N 溝道）和VBA4658（雙P 溝道），驅(qū)動光耦選用TLP187。6 節(jié)單體電池靜置后的初始電壓分別為4.007、4.187、4.003、3.946、4.006、4.002 V，即單體電池BT2需要放電，而BT4需要充電。

圖8 均衡電路樣機(jī)

BT2放電至電池組的實驗波形如圖9(a)所示，電池組向BT4充電的實驗波形如圖9(b)所示，從圖中可以看出，雙向反激變換器實現(xiàn)了被均衡單體電池與電池組之間的能量交換。同時，在MOSFET 導(dǎo)通/關(guān)斷的瞬間，QP、QS的電壓應(yīng)力并無明顯過沖，這說明無源吸收電路很好地抑制了漏感與MOSFET 寄生輸出電容之間的諧振。

圖9 均衡電路關(guān)鍵波形

圖10展示了均衡過程中單體電池SOC和端電壓的變化軌跡，為體現(xiàn)均衡效果，均衡過程中插入了兩段10 min 的靜置過程，分別是30～40 min、70～80 min。圖10(a)表明所有電池的SOC在70 min 時實現(xiàn)一致，圖10(b)則表明靜置之后所有單體電池的端電壓也實現(xiàn)一致，說明達(dá)到了電池均衡的目的。

圖10 電池狀態(tài)變量的變化軌跡

5 結(jié)論

本文提出了一種新型低成本電池均衡電路，詳細(xì)介紹了均衡電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和參數(shù)設(shè)計方法。通過與多種傳統(tǒng)均衡電路的對比分析、仿真驗證，并搭建一臺包含6 節(jié)單體電池的均衡電路樣機(jī)，驗證了提出的均衡電路在保證均衡效果和均衡速度的同時，降低了電路的成本，有效補(bǔ)足了非耗散型均衡電路的短板。