同時(shí)同頻全雙工非線性自干擾抑制研究

肖尚輝，張夢(mèng)瑤，全 欣，劉 穎，邵士海，唐友喜（.電子科技大學(xué)，四川 成都 673；.西南交通大學(xué)，四川 成都 6756）

1 概述

同時(shí)同頻全雙工是指一套通信設(shè)備使用相同的頻率資源，同時(shí)發(fā)射并接收電磁信號(hào)。理論上它可以將無線通信頻譜資源利用率翻一倍，因此受到了工業(yè)界與學(xué)術(shù)界的廣泛深入關(guān)注［1-2］。

同時(shí)同頻全雙工在發(fā)射信號(hào)的同時(shí)會(huì)對(duì)本地接收機(jī)造成強(qiáng)干擾，稱為“自干擾”。因此，同時(shí)同頻全雙工在實(shí)際應(yīng)用中需要解決的最大問題就是自干擾的抑制問題。如圖1 所示，在第4 代蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)中，自干擾的總抑制能力需要達(dá)到158 dB 量級(jí)［1］。因此，為了使同時(shí)同頻全雙工無線通信走向?qū)嵱没?，自干擾抑制是需要首先解決的問題。

圖1 同時(shí)同頻全雙工無線通信發(fā)射與接收信號(hào)強(qiáng)度對(duì)比［1］

目前廣泛采用的同時(shí)同頻全雙工自干擾抑制技術(shù)主要可以分為三大方面：空間域、模擬域以及數(shù)字域的自干擾抑制［2］?？臻g域自干擾抑制是指通過天線布置等方法提高收發(fā)通道的隔離度，實(shí)現(xiàn)對(duì)自干擾信號(hào)的抑制，主要方法包括發(fā)射和接收（TR）分離、電磁波隔離和天線模式分集。模擬域自干擾抑制是利用發(fā)射機(jī)基帶或者射頻自干擾信號(hào)作為參考源，在接收機(jī)射頻前端產(chǎn)生模擬自干擾信號(hào)的副本并進(jìn)行抵消。數(shù)字域自干擾抑制是利用數(shù)字自干擾信號(hào)作為參考源，在接收機(jī)數(shù)字域估計(jì)自干擾信號(hào)的多徑信道、非線性特征等參數(shù)并抑制。一種典型的自干擾抑制案例如圖2所示。

圖2 一種典型的同時(shí)同頻全雙工自干擾抑制架構(gòu)［1］

針對(duì)強(qiáng)干擾信號(hào)的非線性典型特征，本文分析了非線性自干擾抑制技術(shù)，研究了針對(duì)發(fā)射端、接收端以及收發(fā)聯(lián)合非線性自干擾抑制的方法，并探討大功率發(fā)射和陣列天線場(chǎng)景中，可能的非線性干擾抑制方法。本文研究成果，可以為大功率、多天線全雙工設(shè)備研制提供架構(gòu)和算法層面的設(shè)計(jì)指導(dǎo)。

2 同時(shí)同頻全雙工系統(tǒng)及非線性自干擾抑制

2.1 同時(shí)同頻全雙工系統(tǒng)模型

2 種同時(shí)同頻全雙工的典型系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3 所示，分別是收發(fā)天線共用和收發(fā)天線獨(dú)立2 種典型結(jié)構(gòu)。2 種結(jié)構(gòu)中都存在嚴(yán)重的自干擾：收發(fā)天線共用結(jié)構(gòu)中，由于環(huán)形器的隔離度并不理想，發(fā)射機(jī)的發(fā)射信號(hào)一部分泄漏到了接收機(jī)輸入支路；收發(fā)天線獨(dú)立系統(tǒng)中，發(fā)射信號(hào)通過近場(chǎng)耦合效應(yīng)，直接耦合到接收通道中去，形成自干擾。此外，2 種場(chǎng)景中，近場(chǎng)和遠(yuǎn)場(chǎng)的反射和散射信號(hào)，也會(huì)被本地天線接收，從而對(duì)目標(biāo)接收信號(hào)產(chǎn)生多徑干擾。

圖3 同時(shí)同頻全雙工的典型系統(tǒng)［1］

經(jīng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，全雙工自干擾總是難以消除到接收機(jī)底噪的水平，研究表明發(fā)射機(jī)和接收機(jī)射頻器件的非線性失真是一種重要的限制因素。因此，本文將詳細(xì)進(jìn)行非線性干擾抑制技術(shù)的分析。

2.2 非線性自干擾抑制思路

從圖1 所代表的4G 移動(dòng)通信典型應(yīng)用場(chǎng)景可以看出，一個(gè)基站實(shí)現(xiàn)正常通信需要抑制158 dB 的線性信號(hào)［1］，如圖4 所示，其中包含128 dB 的非線性信號(hào)。因此，128 dB 量級(jí)非線性自干擾信號(hào)的抑制方法與理論，是同時(shí)同頻全雙工走向工程實(shí)用的最大挑戰(zhàn)［1］。

圖4 同時(shí)同頻全雙工典型自干擾信號(hào)中的非線性分量大?。?］

同時(shí)同頻全雙工中目前針對(duì)非線性自干擾抑制的研究路線如圖5所示，本文將分別從全雙工發(fā)射端、接收端以及收發(fā)聯(lián)合的非線性自干擾抑制3個(gè)主要方面進(jìn)行分析與探討。

圖5 非線性自干擾抑制方法圖譜

3 同時(shí)同頻全雙工非線性干擾抑制

3.1 發(fā)射端非線性干擾抑制

3.1.1 技術(shù)原理

針對(duì)全雙工發(fā)射機(jī)射頻功率放大器產(chǎn)生的非線性失真，可以利用數(shù)字預(yù)失真技術(shù)進(jìn)行抑制。數(shù)字預(yù)失真的基本思想如圖6 所示，需要在發(fā)射信源和放大器之間插入一個(gè)數(shù)字預(yù)失真模塊，對(duì)發(fā)射信號(hào)在送入功率放大器前進(jìn)行預(yù)處理，使其產(chǎn)生具有與功率放大器非線性失真幅度相同相位相反的“逆”失真。該失真可以抵消經(jīng)過放大產(chǎn)生的非線性失真，降低帶外頻譜增生，從而實(shí)現(xiàn)功率放大器的線性化［3］。

圖6 數(shù)字預(yù)失真原理示意［3］

根據(jù)反饋通道的形式，可以把目前全雙工發(fā)射端非線性校正技術(shù)分為2類，下面分別進(jìn)行介紹。

3.1.2 額外反饋通道發(fā)端非線性干擾抑制

文獻(xiàn)［4］和［5］均在全雙工發(fā)射通道加入了一種發(fā)端非線性校正的干擾對(duì)消架構(gòu)，如圖7 所示。在發(fā)射通道的數(shù)字基帶部分加入DPD 模塊以校正發(fā)射機(jī)非線性失真，同時(shí)在干擾對(duì)消鏈路中加入DPD 模塊以抵消對(duì)消通道的非線性失真。經(jīng)過數(shù)字預(yù)失真的基帶OFDM 信號(hào)通過發(fā)射鏈路與抵消鏈路后，送至接收端通過對(duì)自干擾信道估計(jì)產(chǎn)生自干擾信號(hào)實(shí)現(xiàn)對(duì)消。該方法采用了記憶多項(xiàng)式（Memory Polynomial，MP）模型來校正放大器的非線性失真，如式（1）所示：

圖7 額外反饋通道發(fā)端非線性干擾抑制全雙工系統(tǒng)框圖［2］

式中：

K——MP模型非線性階數(shù)

Q——記憶深度

ωkq——MP模型參數(shù)

實(shí)測(cè)結(jié)果表明，針對(duì)5 MHz帶寬的OFDM 信號(hào)，平均發(fā)射功率為20 dBm 時(shí)，與不采用預(yù)失真技術(shù)相比，可以獲得13 dB的自干擾抑制能力提升。

3.1.3 共用接收通道發(fā)端非線性干擾抑制

與文獻(xiàn)［4］和［5］不同，文獻(xiàn)［6］提出一種共用接收通道的發(fā)端非線性干擾抑制方法（見圖8），在訓(xùn)練DPD 校正系數(shù)時(shí)，復(fù)用了全雙工的接收通道。該方法中非線性模型采用了Wiener-Hammerstein 模型，如式

圖8 共用接收通道發(fā)射端非線性干擾抑制［6］

（2）所示：

3.2 接收端非線性干擾抑制

3.2.1 數(shù)字輔助射頻域干擾抑制

數(shù)字輔助的射頻域非線性干擾抑制方法主要是在基帶重建出發(fā)射通道的非線性與信道特征，然后通道DAC 轉(zhuǎn)換為射頻信號(hào)后，在接收通道中進(jìn)行干擾抑制［2,7,8,9］。

文獻(xiàn)［7］提出了一種數(shù)字輔助模擬干擾消除結(jié)構(gòu)，如圖9 所示?；鶐旁赐ㄟ^一個(gè)非線性模型和一個(gè)線性模型后，送往DAC 產(chǎn)生非線性對(duì)消信號(hào)，用來對(duì)消接收信號(hào)中的自干擾。為了保證對(duì)消信號(hào)與自干擾信號(hào)接近，在發(fā)射端增加一個(gè)額外的觀測(cè)通道來提取發(fā)射機(jī)的非線性失真模型，文中采用了記憶多項(xiàng)式（Memory Polynomial，MP）模型，如式（3）所示：

圖9 數(shù)字輔助的模擬域干擾抑制架構(gòu)［7］

式中：

K——MP模型非線性階數(shù)

Q——記憶深度

ωkq——MP模型參數(shù)

實(shí)測(cè)結(jié)果表明：針對(duì)20 MHz 帶寬的LTE 信號(hào)，當(dāng)發(fā)射功率為31 dBm、ACLR 為-35 dBc 時(shí)，線性對(duì)消方法僅消除了32 dB 的SI，而數(shù)字輔助的非線性對(duì)消方法有效消除了41 dB的SI信號(hào)和20 dB的非線性畸變；當(dāng)發(fā)射功率增加到38 dBm、ACLR 為-18 dBc 時(shí)，線性的方法最多只能對(duì)消16 dB，而所提出的非線性的方式能夠消除38 dB，抑制的非線性分量也能超過20 dB。該方式比線性的方法具有更好的對(duì)消性能，尤其適用于高輸出功率和強(qiáng)非線性畸變的全雙工發(fā)射機(jī)。

與文獻(xiàn)［7］類似，文獻(xiàn)［8］也采用數(shù)字輔助模擬干擾消除方法，不同之處在于對(duì)發(fā)射機(jī)非線性建模過程中，采用了并行Hammerstein（Parallel Hammerstein，PH）模型，如式（4）所示：

其中，定義ψp(xn)=|xn|p-1xn為非線性基函數(shù)，f(p,k)為PH 分支的FIR濾波器脈沖響應(yīng)，M表示記憶長(zhǎng)度，P表示PH 模型的非線性階數(shù)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：針對(duì)LTE-Advanced 下行信號(hào)，當(dāng)PAPR 為8 dB、發(fā)射功率為35 dBm、帶寬為20 MHz 時(shí)，論文提出的非線性對(duì)消方法比線性對(duì)消方案改善了23 dB。

文獻(xiàn)［9］提出一種2 級(jí)模擬自干擾抑制架構(gòu)如圖10所示，通過結(jié)合2種典型的模擬自干擾消除方法，即射頻抽頭方法和基帶抽頭方法，分2 步抑制全雙工收發(fā)器產(chǎn)生的自干擾。在對(duì)消過程中，同時(shí)考慮了射頻抵消殘余非線性和接收通道非線性，采用了如式（5）所示非線性級(jí)聯(lián)模型：

圖10 2級(jí)自干擾消除結(jié)構(gòu)的全雙工收發(fā)器基帶等效模型［9］

該模型能夠高精度地重建多徑自干擾傳播信道、發(fā)射機(jī)非線性和接收機(jī)非線性的聯(lián)合效應(yīng)。實(shí)測(cè)結(jié)果表明：對(duì)于傳輸功率27 dBm 的100 MHz LTE 信號(hào)，第1 級(jí)抵消將自干擾信號(hào)的功率衰減近34 dB，第2 級(jí)線性抵消則將多徑自干擾信號(hào)的功率再衰減19 dB。當(dāng)采用第2 級(jí)非線性射頻抵消后，殘余自干擾功率可以再降低13 dB。通過上述非線性建模的2 級(jí)模擬對(duì)消結(jié)構(gòu)可提供高達(dá)66 dB 的整體模擬對(duì)消，比傳統(tǒng)只采用射頻抽頭對(duì)消結(jié)構(gòu)高出約13 dB，可以對(duì)全雙工自干擾實(shí)現(xiàn)高效抑制。

3.2.2 基帶參考數(shù)字域干擾抑制

基帶參考數(shù)字域非線性干擾抑制在數(shù)字域重建自干擾信號(hào)時(shí)采用發(fā)端基帶信號(hào)源作為參考信號(hào)，研究成果主要可以分為2 類：非線性模型辨識(shí)抑制方法［10-14］和非線性盲估計(jì)抑制方法［15］。

文獻(xiàn)［10］提出一種并行Hammerstein 模型的非線性干擾抑制架構(gòu)如圖11所示。該架構(gòu)采用了如式（4）所示并行Hammerstein 非線性模型對(duì)自干擾進(jìn)行建模并抑制。文獻(xiàn)［11］在其基礎(chǔ)上提出了適用于零中頻收發(fā)機(jī)的寬線性數(shù)字自干擾消除架構(gòu)，如圖12 所示。該架構(gòu)中考慮了多徑天線耦合、射頻對(duì)消、IQ 不平衡和線性數(shù)字基帶對(duì)消方案，然后對(duì)輸出的殘余自干擾依然采用并行Hammerstein 非線性模型進(jìn)行擬合并抑制。仿真結(jié)果表明：針對(duì)12.5 MHz 帶寬的OFDM 信號(hào)，只使用線性模型的數(shù)字自干擾抑制能力低于25 dB，而寬線性的數(shù)字自干擾抑制能力高達(dá)35 dB。文獻(xiàn)［12］和［13］在文獻(xiàn)［11］基礎(chǔ)上，針對(duì)5G 移動(dòng)設(shè)備，提出實(shí)時(shí)干擾抑制架構(gòu)和基于LMS 迭代的非線性參數(shù)自適應(yīng)干擾抑制方法。通過模型基函數(shù)正交化提高模型參數(shù)辨識(shí)的穩(wěn)定性，利用LMS 快速迭代來動(dòng)態(tài)跟蹤自干擾信道變化。文獻(xiàn)［14］則在高通Adreno 430平臺(tái)上進(jìn)行了實(shí)現(xiàn)與測(cè)試。測(cè)試結(jié)果表明，采用了實(shí)時(shí)干擾抑制架構(gòu)和LMS 快速迭代方法后，數(shù)字自干擾抑制能力可達(dá)25～35 dB。

圖11 一種非線性模型與數(shù)字域自干擾抑制架構(gòu)

圖12 寬線性數(shù)字自干擾抑制架構(gòu)

與上述文獻(xiàn)不同，文獻(xiàn)［15］針對(duì)OFDM 調(diào)制全雙工收發(fā)機(jī)提出一種盲非線性自干擾抵消架構(gòu)，如圖13所示，包括自干擾消除過程和期望信號(hào)的恢復(fù)過程，不需要任何訓(xùn)練就可以實(shí)現(xiàn)非線性抵消。該體系結(jié)構(gòu)首先將一個(gè)OFDM符號(hào)中相鄰子載波上連續(xù)接收的符號(hào)組合在一起，使用簡(jiǎn)單的消除過程來消除線性和非線性自干擾分量。隨后，使用恢復(fù)過程對(duì)經(jīng)過自干擾對(duì)消的信號(hào)進(jìn)行恢復(fù)，消除抵消過程對(duì)期望信號(hào)的影響。在對(duì)消和恢復(fù)過程中，不需要估計(jì)線性自干擾信道響應(yīng)和PA 非線性模型系數(shù)，具有復(fù)雜度低、實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)。

圖13 一種盲非線性抑制架構(gòu)［15］

3.2.3 射頻參考數(shù)字域干擾抑制

射頻參考的數(shù)字域干擾抑制方法從發(fā)射機(jī)功率放大器輸出端口耦合參考信號(hào)到接收機(jī)并采集到數(shù)字域作為參考信號(hào)，該參考信號(hào)中天然具備發(fā)射機(jī)的非線性失真，因此可以有效抵消發(fā)射機(jī)的非線性失真。然而，當(dāng)發(fā)射功率增加時(shí)，全雙工所采用的射頻干擾對(duì)消模塊中射頻器件的非線性失真逐漸凸顯。文獻(xiàn)［16～19］針對(duì)此問題進(jìn)行了相關(guān)研究。

文獻(xiàn)［16］針對(duì)射頻域自干擾對(duì)消器件帶來的非線性失真（見圖14），對(duì)模擬自干擾對(duì)消器建立反饋鏈路，以功率放大器的輸出信號(hào)作為參考，建立模擬自干擾對(duì)消器的非線性失真模型，重構(gòu)自干擾信號(hào)的非線性分量，在接收信號(hào)中減去相應(yīng)非線性分量的近似即可有效緩解模擬自干擾對(duì)消器件帶來的非線性失真。該架構(gòu)采用two-box 非線性模型對(duì)自干擾對(duì)消器的非線性效應(yīng)建模如式（6）所示：

圖14 一種射頻參考的數(shù)字非線性干擾抑制架構(gòu)［16］

其中第1 項(xiàng)為靜態(tài)非線性項(xiàng)，用來擬合非線性強(qiáng)失真；第2項(xiàng)為動(dòng)態(tài)非線性項(xiàng)，用來跟蹤信道變化帶來的非線性特征的變化。文獻(xiàn)［17］在文獻(xiàn)［16］的基礎(chǔ)上提出了2×2 MIMO 全雙工非線性抑制方法。文中在2.35 GHz 頻點(diǎn)用20 MHz 帶寬LTE 信號(hào)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)果表明：當(dāng)接收自干擾功率從-23 dBm 線性增加至5 dBm 時(shí)，線性干擾抑制能力卻不能隨著自干擾功率線性增加，尤其在高功率端呈現(xiàn)逐漸惡化趨勢(shì)；而非線性干擾抑制能力則隨自干擾功率增加近似線性增加，在5 dBm處較線性干擾抑制能力提升13 dB。

文獻(xiàn)［18］提出了一種觀測(cè)體系結(jié)構(gòu)，通過部署與模擬對(duì)消器（AC）相同的輔助鏈和線性抵消方法來捕獲AC 的非線性失真。捕獲的非線性失真可作為數(shù)字領(lǐng)域的參考，以減輕AC 引起的接收機(jī)非線性干擾。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在發(fā)射功率小于25 dBm 的情況下，自干擾信號(hào)功率可以被成功抑制在接收機(jī)底噪之下。

文獻(xiàn)［19］在文獻(xiàn)［16］所提架構(gòu)的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一種前饋型神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)用于數(shù)字域干擾對(duì)消方法。首先將從發(fā)射反饋通道獲取的含有發(fā)射機(jī)非線性成分的對(duì)消參考信號(hào)送入特征提取器，獲取參考信號(hào)與干擾信號(hào)之間的時(shí)延特征，然后將時(shí)延后的參考信號(hào)送入神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)作為網(wǎng)絡(luò)的輸入特征，將接收自干擾信號(hào)的實(shí)部與虛部作為網(wǎng)絡(luò)的輸出，網(wǎng)絡(luò)的損失函數(shù)定義為期望輸出與目標(biāo)輸出的均方誤差值。對(duì)20 MHz 的QPSK-OFDM 信號(hào)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測(cè)試發(fā)現(xiàn)，利用預(yù)先訓(xùn)練好的網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行泛化測(cè)試，當(dāng)干噪比為30 dB 時(shí)，該網(wǎng)絡(luò)可以實(shí)現(xiàn)29 dB的數(shù)字域?qū)ο阅堋?/p>

3.3 收發(fā)聯(lián)合非線性干擾抑制

收發(fā)聯(lián)合非線性干擾抑制既要在發(fā)端考慮非線性校正還要在收端考慮非線性干擾抑制，代表文獻(xiàn)有［2］和［5］。

文獻(xiàn)［5］提出一種單天線全雙工發(fā)端和收端聯(lián)合抑制非線性的架構(gòu)。在發(fā)射通道中引入數(shù)字預(yù)失真DPD 模塊，接收通道引入數(shù)字輔助的射頻干擾抑制模塊，并且DPD和SIC模塊共用一個(gè)射頻反饋通道，用來給DPD 提供觀測(cè)數(shù)據(jù)用以訓(xùn)練DPD 校正參數(shù)，同時(shí)給SIC 模塊提供非線性自干擾訓(xùn)練信號(hào)。發(fā)端DPD 模塊采用間接學(xué)習(xí)架構(gòu)，使用記憶多項(xiàng)式MP 模型來抑制發(fā)射鏈路中的非線性?；鶐IC 模塊主要包含一個(gè)非線性模型和自干擾多徑信道辨識(shí)部分。SIC 模塊中，首先利用射頻反饋通道獲取的非線性數(shù)據(jù)訓(xùn)練非線性失真模型，重建出基帶非線性自干擾，然后通過一個(gè)多徑信道模型擬合發(fā)射信號(hào)的多徑效應(yīng)，最后利用DAC 重建出多徑非線性自干擾射頻信號(hào)，并在接收機(jī)ADC 前進(jìn)行抵消。特別之處在于，該架構(gòu)中發(fā)射端DPD 模型和接收端非線性模型的建立與提取均參考了文獻(xiàn)［20］中的欠采樣方法來降低反饋通路的采樣率要求。結(jié)果表明：當(dāng)發(fā)射信號(hào)帶寬為100 MHz時(shí)，反饋通道僅需要25MSPS 采樣率條件即可實(shí)現(xiàn)55 dB 的非線性抑制效果。

4 存在的問題

當(dāng)前的研究結(jié)果均表明：與傳統(tǒng)線性干擾抑制技術(shù)相比，非線性干擾模型在高發(fā)射功率（30～40 dBm）區(qū)域具有更顯著的增益。隨著發(fā)射功率的增大，PA引起的非線性失真變得更加明顯，非線性模型獲得的增益增大。

然而隨著發(fā)射功率和自干擾功率的持續(xù)增加，非線性與功率放大器特征不匹配將導(dǎo)致自干擾抑制能力的下降，當(dāng)前功率放大器模型往往借鑒數(shù)字預(yù)失真理論中的模型，而數(shù)字預(yù)失真理論在強(qiáng)失真區(qū)域出現(xiàn)性能惡化，因此大功率強(qiáng)失真場(chǎng)景下，非線性模型及其抑制方法有待進(jìn)一步研究。同時(shí)，在大功率場(chǎng)景中射頻干擾抵消器本身引入的非線性失真也必須納入考慮范圍。

另一方面，面向陣列天線的全雙工通信場(chǎng)景中，首先將面臨多個(gè)功率放大器如何線性化的問題，需要進(jìn)一步研究低復(fù)雜度的線性化技術(shù)；同時(shí)，如何表征多天線、多路徑、多干擾源的非線性自干擾信道也是一大難題。

5 結(jié)論

本文主要對(duì)同時(shí)同頻全雙工中的非線性自干擾抑制技術(shù)進(jìn)行了系統(tǒng)的梳理，對(duì)非線性干擾抑制技術(shù)原理方案進(jìn)行了分類、分析與總結(jié)，并結(jié)合未來全雙工發(fā)展趨勢(shì)，分析了當(dāng)前非線性抑制所面臨的問題與挑戰(zhàn)。本文研究成果可以為大功率、多天線全雙工設(shè)備研制提供架構(gòu)和算法層面的設(shè)計(jì)指導(dǎo)。