RCS測量中目標與金屬支架間的耦合散射研究

劉天金, 許小劍

(北京航空航天大學電子信息工程學院, 北京 100191)

0 引 言

在現(xiàn)代雷達散射截面(radar cross section, RCS)測試場中,為了將被測目標進行支撐和定位,往往需要安裝特定的低散射目標支撐結構,例如塑料泡沫支架、線繩懸掛系統(tǒng)和低散射金屬支架等[1-3]。與其他類型的支撐結構相比,低散射金屬支架具有更強的承重能力和更穩(wěn)定的支撐性能,已經(jīng)成為現(xiàn)代先進RCS測試場的不二選擇。

理論和實踐均表明[4-5],通過賦形設計可以有效抑制金屬支架的后向散射回波,使其RCS電平維持在很低的水平。然而,在實際測量過程中,當把被測目標置于低散射金屬支架上時,兩者之間發(fā)生的復雜電磁耦合散射作用將會產(chǎn)生散射雜波。文獻[5-8]的研究表明,目標與金屬支架之間的電磁耦合散射效應與被測目標的外形、材料以及電磁波的頻率、極化方式等有關。而且,目標-金屬支架之間的耦合散射雜波只有當目標存在時才會出現(xiàn),當把目標從支架上卸下時,耦合散射便消失了。因此這類耦合散射雜波并不是簡單的加性干擾,而是隨被測目標方位轉(zhuǎn)角而變化的,因而無法采用類似背景矢量相減[5]的方法將其濾除。隨著雷達目標隱身技術的持續(xù)發(fā)展,對極低RCS目標精確測量的需求越來越迫切,上述耦合散射效應已經(jīng)成為導致目標RCS測量數(shù)據(jù)不確定度較高的重要因素。

本文重點研究RCS測量中目標與金屬支架之間的兩類耦合散射機理,即表面波型和多次反射型耦合散射。首先,對兩類耦合散射機理的產(chǎn)生原因進行了理論分析,以RCS測試場中常見的短粗圓柱定標體為例,揭示了表面波型耦合散射的產(chǎn)生機理;以底部為曲面的飛翼外形隱身飛機目標為例,揭示了多次反射型耦合散射的產(chǎn)生機理。之后,分別對兩類目標-金屬支架組合體進行了數(shù)值計算和分析,并在此基礎上從兩種耦合散射機理及其在時-頻域的表現(xiàn)形式出發(fā),給出了消除不同類型耦合散射雜波的方法。

1 目標-金屬支架耦合散射機理

1.1 表面波型耦合散射

1.1.1 表面波產(chǎn)生原理

表面波散射包括行波和爬行波兩種散射類型,產(chǎn)生原因均是入射電場在目標表面激發(fā)起的感應電流沿著目標表面流動,最終遇到表面不連續(xù)處或者繞過目標陰影區(qū),從而產(chǎn)生后向散射回波。目標表面感應電流的產(chǎn)生原理[3]如圖1所示。當入射電場在入射面(入射線與目標表面法線所構成的平面)內(nèi)存在平行或垂直于目標表面的分量時,目標表面就會激發(fā)感應電流,從而形成表面波散射,如圖1(a)所示;如果入射面內(nèi)不存在電場分量,則表面電流不會被激發(fā),即不會產(chǎn)生表面波散射,如圖1(b)所示。

圖1 目標表面感應電流產(chǎn)生原理Fig.1 Principle of induced current generation on target surface

根據(jù)文獻[9-10]給出細導線的表面行波散射中心RCS表達式為

(1)

式中:A為行波散射中心幅度,由表面阻抗、電導率及反射系數(shù)決定;φ為電磁波入射角;L為細導線長度;k=2π/λ為雷達波數(shù),λ為波長。

行波散射中心峰值所對應的入射角位置為

(2)

由式(1)可得任意長度細導線的行波散射隨頻率和雷達波入射角的變化具有如圖2所示的基本特性:頻率越低,行波散射的角分布范圍越廣,對于P波段以下頻率,幾乎在0°～90°入射角范圍內(nèi)都有較強的后向散射回波;隨著頻率升高,行波散射中心峰值位置逐漸趨于接近90°方向(導線端射方向)。

圖2 細導線的行波散射隨頻率和入射角的變化特性Fig.2 Change characteristics of traveling wave scattering of thin wire with frequency and incident angle

對于金屬支架而言,其前緣在一定程度上也可看作細導線結構[1],因此當入射電磁波滿足圖1所示條件時,將產(chǎn)生類似于細導線的行波散射機理。

1.1.2 目標-支架耦合散射機理分析

由于金屬支架的獨特外形和電磁波的不同極化方式,在RCS測量中金屬支架自身產(chǎn)生的表面波散射機理可分為如下兩種情況:一種是由支架側面產(chǎn)生的表面行波散射,由圖1所示表面感應電流的產(chǎn)生原理可知,這種情況一般在水平(horizontally, HH)極化時出現(xiàn);另一種是由支架前緣產(chǎn)生的類似于細導線的表面行波散射,一般出現(xiàn)在垂直(vertically, VV)極化時。

對于短粗圓柱定標體和低散射端帽等結構,在RCS測量中其自身就容易產(chǎn)生表面波散射[5-8],而當與金屬支架電連接時,二者易形成表面波型耦合散射。圖3為采用圓柱定標體進行RCS測量的幾何模型示意圖。其中,圓柱體采用高度-直徑之比為7/15的標準短粗型圓柱定標體[8],并直立安裝于低散射金屬支架上,即圓柱體的平整面朝向上下,圓弧面垂直指向雷達視線,且令其上下底面圓心為轉(zhuǎn)臺中心。

圖3 圓柱-支架組合體幾何模型Fig.3 Geometric model of cylinder-pylon combination

根據(jù)雷達目標的電磁散射特性理論[4-5]分析可知,圓柱-支架組合體的主要散射機理包括鏡面反射、繞射、以及表面波散射。圖4(a)和圖4(b)分別為在VV極化和HH極化下圓柱-金屬支架一體化模型電磁散射的各種分量示意圖。其中,圓柱體自身的散射機理可參見文獻[8],但注意此處由于金屬支架的影響,圓柱體的某些散射中心可能與文獻[8]中有偏差。圖4中數(shù)字標號表示各種不同的散射機理,詳細列于表1中。

圖4 不同極化方式下圓柱-支架組合體的主要散射機理Fig.4 Main scattering mechanisms of cylinder-pylon combination under different polarization modes

表1 不同極化方式下圓柱-支架組合體的主要散射機理Table 1 Main scattering mechanisms of cylinder-pylon combination under different polarization modes

對于VV極化,根據(jù)圖1表面波產(chǎn)生原理可知,金屬支架前緣將會激發(fā)起表面行波。而VV極化下圓柱體前柱面以及金屬支架底部也滿足表面行波產(chǎn)生條件,分別形成了圖4(a)中的2號和8號散射中心,因此圓柱體所產(chǎn)生的表面電流將會與金屬支架的表面電流匯聚到一起,形成如圖4(a)所示的9號和10號兩條表面波耦合散射路徑。這類耦合散射雜波除非在末端被吸收或遮擋,否則該表面波耦合散射將會對后向散射產(chǎn)生貢獻,污染目標回波。

對于HH極化,根據(jù)圖1表面波產(chǎn)生原理可知,金屬支架側面滿足表面波產(chǎn)生條件,因此在金屬支架側面將會產(chǎn)生如圖5所示的表面波散射。該表面波的絕大部分能量會在傳播過程中因為前向散射而耗散掉,因此將會導致圖4(b)中HH極化下的3號和4號散射中心明顯弱于圖4(a)中VV極化下的7號和8號散射中心。且此時圓柱體自身的表面波也同樣產(chǎn)生于側面,繞過陰影區(qū)后形成圖4(b)中2號爬行波散射中心。從而在HH極化時,圓柱體-支架二者之間不易形成耦合散射。由此可知,相比于VV極化,HH極化所產(chǎn)生的表面波對目標RCS測量影響不大。

圖5 金屬支架側面表面波散射機理(HH極化)Fig.5 Scattering mechanisms of surface waves on the side of metal pylon (HH polarization)

文獻[1]指出,與HH極化引起的支架側面表面電流相比,VV極化產(chǎn)生的支架前緣電流對回波數(shù)據(jù)的影響會更大。這在上述散射機理分析中也得到了同樣的結論。此外,由于表面波散射機理具有隨頻率升高而快速衰減的特性[4-5],因此表面波型耦合散射主要發(fā)生在低頻段。

1.2 多次反射型耦合散射

1.2.1 多次反射波產(chǎn)生機理

在RCS測量中,有一些典型目標,例如具有飛翼外形的隱身飛機目標,出于特殊考慮,其底部常常被設計為曲面外形,這類目標在測量中易與金屬支架形成鈍角二面角結構,從而產(chǎn)生多次反射型耦合散射。

真實目標所產(chǎn)生的多次反射作用可看作空間分離面之間的作用[11],通過基于幾何光學-物理光學(geometrical optics-physical optics, GO-PO) 理論的射線追蹤原理,可以得到空間分離的鈍角二面角等效散射中心的展布特性。圖6為一典型空間分離的鈍角二面角幾何結構示意圖,左右兩面金屬平板邊長分別為L1、L2;二者延長線夾角為α;平板上方端點間距為d;點M1、M2分別為GO-PO理論下的一次、二次反射點。

圖6 空間分離的鈍角二面角等效散射中心分布特性Fig.6 Distribution characteristics of equivalent scattering centers of obtuse dihedral angle with spatial separation

假設電磁波從左面平板入射,則根據(jù)圖6所示幾何關系可知,空間分離的鈍角二面角發(fā)生耦合散射的部分為兩面平板的紅色區(qū)域,其等效散射中心將分布在P1與P2兩點之間,又由電磁散射局部性原理[4]可知,最終等效散射中心將分布在P1、P2兩點處。設P1點位置坐標為(x1,y1),P2點位置坐標為(x2,y2),則等效散射中心的分布位置由下式確定。

(3)

(4)

(5)

(6)

式(3)中,(x0,y0) 為圖中P0點(即一次反射點M1位于左側平板上方端點時,所對應的二次反射點M2)的二維位置坐標,由幾何關系可得

(7)

(8)

1.2.2 目標-支架耦合散射機理分析

圖7為一典型飛翼外形隱身飛機目標RCS測量場景下的飛機-支架一體化幾何模型示意圖。令飛機模型的幾何中心為轉(zhuǎn)臺中心,且金屬支架頂部嵌入飛機腹腔內(nèi),以模擬真實RCS測量場景。

圖7 飛機-支架組合體幾何模型Fig.7 Geometric model of aircraft-pylon assembly

飛機目標由于底部為曲面外形,因此其易與金屬支架上段部分形成鈍角二面角結構。圖8為采用文獻[5]所述方法設計的金屬支架橫截面外形。在RCS測量中,低散射金屬支架由于要達到一定程度的穩(wěn)定承重能力,其截面不可能無限窄,即圖8中Wp不可能為零。那么,位于測量雷達照明區(qū)的飛機目標底部下凸曲面部分與金屬支架上段前截面(圖8中支架橫截面的紅色標識區(qū)域)部分,二者會構成空間分離的鈍角二面角結構,從而產(chǎn)生多次反射型耦合散射雜波。

圖8 金屬支架橫截面示意圖Fig.8 Cross section diagram of metal pylon

飛機-支架兩者之間可能的多次反射型耦合散射機理如圖9所示,發(fā)生耦合散射的部分為飛機底部與金屬支架上段的紅色標識區(qū)域。由于組合體外形復雜,此處無法采用類似兩面平板的解析式給出等效散射中心的分布位置,但根據(jù)圖9所示射線追蹤原理,可推斷耦合散射波會在徑向方向分布一定的寬度Δr。在橫向方向上,由于目標的特殊外形,在某些特定方位范圍內(nèi)可能具有更為明顯的曲面結構(對于本文中飛機目標,鼻錐向具有明顯的底部曲面結構),當在這些方位范圍內(nèi)進行小角度測量時,將會產(chǎn)生更為嚴重的多次反射型耦合雜波,因為根據(jù)圖6幾何關系可推得,此時耦合散射雜波會沿方位向展布,在二維ISAR圖像中將表現(xiàn)為“雜波帶”。

圖9 飛機-支架多次反射型耦合散射機理Fig.9 Coupling scattering mechanisms of multiple reflection between aircraft and pylon

2 數(shù)值計算與分析

2.1 短粗圓柱定標體-支架間表面波型耦合散射

采用矩量法對圖3所示圓柱-金屬支架組合體進行一體化散射數(shù)值計算。其中,圓柱體直徑dc=22.86 cm,高度hc=10.67 cm;金屬支架高度hp=100 cm,前緣長度l1=110.35 cm,后緣長度l2=117.92 cm,前傾角τ=25°,其橫截面外形采用文獻[5]所述方法進行設計。圖3中A～D為金屬支架的4個頂點,其相對于轉(zhuǎn)臺中心的雷達徑向坐標分別為yA=-8.27 cm,yB=6.00 cm,yC=38.40 cm,yD=68.49 cm。仿真計算頻率為0.01～12.01 GHz,頻率步長為50 MHz;方位角為0°,俯仰角為0°。

由數(shù)值計算所得VV極化和HH極化的組合體回波RCS隨頻率變化特性曲線如圖10所示。圖10中藍色實線、紅色虛線、黑色點劃線分別表示VV極化、HH極化仿真結果以及圓柱體的PO理論計算結果。圓柱體的PO理論解[8]為

圖10 圓柱-支架組合體RCS幅頻特性Fig.10 RCS amplitude-frequency characteristics of cylinder-pylon combination

(9)

式中:ac為圓柱體半徑。

由圖10可見,由于VV極化下產(chǎn)生了更多的低頻表面波散射機理,因此VV極化下低頻段振蕩特性比HH極化劇烈得多。

對于VV極化,圓柱-支架組合體的表面電流分布及一維散射中心表征圖像如圖11所示。圖11(a)～圖11(c)所示為頻率1 GHz時的表面電流分布圖像,圖中可見金屬支架前緣較強的電流值表明該處產(chǎn)生了明顯的表面波散射。圖11(d)～圖11(e)所示為VV極化下經(jīng)逆傅里葉變換(inverse Fourier transform, IFT)得到的一維高分辨距離像(high-resolution range profile, HRRP)和經(jīng)短時傅里葉變換(short-time Fourier transform, STFT)得到的時頻表征(time-frequency represent, TFR)圖像。圖11(d)中1號～6號散射中心是由圓柱體自身的鏡面反射和表面波散射所產(chǎn)生的,而由于金屬支架的影響,其中的某些散射中心與單個圓柱體的散射中心有些許偏差,這與第1.1節(jié)中的理論分析是一致的;7號和8號散射中心由金屬支架底部C和D點的不連續(xù)處產(chǎn)生;9號和10號散射中心在HRRP中的位置分別為97.80 cm和102.20 cm,且根據(jù)表1位置計算公式,經(jīng)過基于幾何模型的精確計算,可得兩條耦合散射路徑長度分別為:r9=98.75 cm;r10=104.08 cm,與HRRP中兩者的位置吻合良好,表明VV極化產(chǎn)生了如圖4(a)所示的一系列散射機理,驗證了理論分析的正確性。

圖11 圓柱-支架組合體表面電流分布及一維散射中心表征(VV極化)Fig.11 Surface current distribution and one-dimensional scattering center characterization of cylinder-pylon combination(VV polarization)

對于HH極化,圓柱-支架組合體的表面電流分布及一維散射中心表征圖像如圖12所示。圖12(a)～圖12(c)為頻率1 GHz時的表面電流分布圖像,圖中金屬支架側面較強的電流值表明該處產(chǎn)生了較強的表面波散射。圖12(d)～圖12(e)所示為HH極化下的一維HRRP和TFR圖像。圖12(d)中1號和2號散射中心是由圓柱體自身的鏡面反射和表面波散射所產(chǎn)生的,且正如第1.1節(jié)理論分析所述,二者并未受到金屬支架的影響,因此其與單個圓柱體的散射中心一致;3號和4號散射中心是由金屬支架底部C和D點的不連續(xù)處產(chǎn)生的。值得注意的是,3號和4號散射中心的RCS幅值遠低于VV極化下相同位置的7號和8號散射中心,這表明,在HH極化條件下,金屬支架側面確實產(chǎn)生了如圖5所示的表面波散射,驗證了理論分析的正確性。

圖12 圓柱-支架組合體表面電流分布及一維散射中心表征(HH極化)Fig.12 Surface current distribution and one-dimensional scattering center characterization of cylinder-pylon combination (HH polarization)

綜合圖11和圖12的仿真結果及表1散射機理分析結果可知,VV極化下由表面波引起的耦合散射影響遠遠超過HH極化,因此下面將重點研究VV極化下的圓柱-金屬支架表面波耦合散射機理。

在實際的RCS定標測量中,金屬支架底部一般接有大面積接地金屬板,而且還可采用尖劈型吸波材料進行遮擋[1,5]。所以,通常金屬支架底端由C點繞射所產(chǎn)生的VV極化下7號散射中心是可以在測量過程中予以消除的。而針對由表面波所產(chǎn)生的8號、9號和10號散射中心的散射特性,則利用復指數(shù)模型提取其RCS頻率變化特性來做進一步研究。

復指數(shù)(complex exponential, CE)模型是一種重建目標散射函數(shù)的參數(shù)化建模方法,研究表明[12-13],其對超寬帶雷達回波具有良好的重構能力。目標散射函數(shù)的CE模型表達式如下:

(10)

式中:M為模型階數(shù),也即散射分量的個數(shù);ai、αi、ri分別為第i個散射分量的復幅度、頻率色散因子及到目標參考中心的距離;fn為離散雷達頻率向量,fn=fc+(n-1)Δf,n=1, 2, …,N,其中fc為雷達起始頻率。

CE模型采用鄰近的多個散射分量的組合來描述復雜目標的各單個散射中心。假設目標的第k個散射中心由CE模型的第m1～m2個散射分量來表示,即

(11)

式中:m1與m2為第k個散射中心所對應的CE模型起止階數(shù),也即對應散射分量的索引范圍,可通過該散射中心在HRRP中的位置參數(shù)估計得到。關于上述CE模型的詳細理論請參見文獻[12-13]。下面采用CE模型對圖11(d)中VV極化下的1、8、9、10號4個散射中心進行提取和重構,研究其RCS隨頻率的變化特性。

散射中心提取重構結果如圖13所示。在圖13中,1號散射中心是圓柱體的鏡面散射中心,即通常用于定標處理的圓柱定標體PO值。由圖13(b)中各散射中心的RCS幅頻變化特性可見,在低頻段測量時,上述3個由表面波所產(chǎn)生的散射中心會對圓柱體的鏡面散射中心造成較大干擾,因而對圓柱體的定標處理影響較大。另一方面,RCS幅頻變化特性圖同時也驗證了表面波散射機理具有隨頻率升高而快速衰減的特性,因此表面波型耦合散射的影響主要在低頻段測量時產(chǎn)生。

圖13 散射中心提取重構結果Fig.13 Extraction and reconstruction result of scattering centers

2.2 飛翼外形目標-支架間多次反射型耦合散射

采用彈跳射線法對圖7所示飛機-支架組合體進行一體化散射數(shù)值計算。其中,機身長度La=4.66 m,翼展寬度Wa=7.54 m,金屬支架高度Hp=5.00 m。計算頻率為9～11 GHz,頻率步長為10 MHz;雷達電磁波由飛機鼻錐向入射,飛機方位轉(zhuǎn)角為-5°～+5°,角度間隔為0.05°,俯仰角為0°;極化方式為HH極化;射線最高反射次數(shù)為3次。

由數(shù)值計算所得一體化散射回波的二維逆合成孔徑雷達(inverse synthetic aperture radar, ISAR)成像結果如圖14所示。由圖14可見,二維ISAR成像中產(chǎn)生了一條具有一定徑向分布寬度、且沿方位向展布的“雜波帶”;其徑向分布寬度與圖9中給出的等效散射中心徑向分布寬度Δr一致(經(jīng)過基于幾何模型的精確計算,約為0.8 m)。下面采用經(jīng)典的Yamaguchi極化目標分解方法來進一步分析圖14中各散射中心的散射機理。

圖14 飛機-支架組合體二維ISAR成像Fig.14 Two dimensional ISAR imaging of aircraft-pylon assembly

Yamaguchi極化分解是一種基于散射模型的非相干極化分解方法[14],其將目標極化散射矩陣的相干矩陣T分解為4種分量:奇次散射分量、偶次散射分量、偶極子散射分量和螺旋體散射分量,各分量的散射功率分別為Ps、Pd、Pw和Ph,即

T=PsTsiplate+PdTdiplate+PwTwire+PhThelix

(12)

其中,各分量的散射功率分別為

(13)

(14)

(15)

(16)

式中:上標*表示復共軛,SHH、SHV、SVH、SVV分別表示極化散射矩陣S的4個元素,且與雷達散射截面σ的關系為

σpq=|Spq|2,p,q∈{H,V}

(17)

通過極化分解得到ISAR成像中的各散射中心的機理分布如圖15所示。由圖15可見,在飛機-金屬支架組合體的ISAR成像中,奇次散射與偶次散射為主要的散射分量。雜波帶所在區(qū)域中,偶次散射分量占主導,同時含有少量奇次散射分量,表明該處是由飛機-支架之間的多次反射所產(chǎn)生的,驗證了圖9中多次反射型耦合散射機理分析的正確性。

圖15 極化分解結果Fig.15 Polarization decomposition result

3 目標-金屬支架耦合散射消除方法

本文通過以上研究,反演并揭示了不同目標與金屬支架之間所產(chǎn)生的兩種主要類型的耦合散射機理。下面根據(jù)這兩種耦合散射機理的表現(xiàn)形式及產(chǎn)生原因,采用不同的方法來消除這兩種目標-金屬支架之間的耦合散射雜波。

3.1 表面波型耦合散射的消除方法

經(jīng)上述理論分析與仿真實驗驗證,可知表面波型耦合散射在VV極化時較為嚴重。對于圓柱定標體而言,表面波型耦合散射將污染目標回波,影響RCS定標精度,因此,下面將給出針對圓柱定標體RCS測量的表面波型耦合散射雜波消除方法。

在VV極化下,圓柱定標體由于自身的表面波散射特性,產(chǎn)生的多個散射中心會在徑向方向上分布一定的距離。那么,當金屬支架前緣長度超過此距離時(通常RCS測試場總滿足此條件),表面波耦合散射將出現(xiàn)在目標區(qū)之外的位置,因此可通過設計軟件距離門的方式來選通目標散射中心,從而將目標區(qū)之外的表面波耦合散射雜波濾除。

軟件距離門技術,通常是由一個線性相位帶通濾波器來實現(xiàn)的,通過嚴格設計,可以將指定區(qū)域的散射中心準確地過濾出來,而不引入新的污染雜波[5,15]。設軟件距離門的通帶起止位置分別為rf1、rf2,則距離門寬度的理論值為

Δrf=rf1-rf2

(18)

考慮到散射中心主瓣寬度等因素,實際中所設計的距離門寬度應略大于上述理論值。

對于高度hc與直徑dc之比為7/15的短粗圓柱定標體,依據(jù)表1所示散射機理及其位置分布,可得用于濾除表面波型耦合散射的軟件距離門通帶起止范圍如下：

(19)

(20)

本文為了得到圖11(d)中圓柱定標體的散射中心,而將其余雜波濾除,設計距離門通帶范圍為rf1=-15 cm,rf2=24 cm,其時域幅度與解模糊后的相位響應特性如圖16所示。

圖16 軟件距離門時域響應特性Fig.16 Time domain response characteristics of software range gate

經(jīng)軟件距離門選通后的散射中心一維距離像與時頻表征圖像如圖17所示,目標區(qū)的散射中心被精確保留,而目標區(qū)之外的雜波干擾被濾除。圖18所示為經(jīng)軟件距離門選通前后及單個圓柱體的矩量法計算所得RCS在數(shù)據(jù)域的對比,可以看出,相比于濾波前的組合體數(shù)據(jù),濾波后的數(shù)據(jù)在低頻段內(nèi)RCS幅值有所降低,且整體上振蕩特性明顯減弱,這是由于表面波耦合散射等雜波被濾除的結果;相比于單個圓柱體的RCS數(shù)據(jù),濾波后的數(shù)據(jù)振蕩特性也相對較弱,這是因為濾波后的數(shù)據(jù)中,圓柱體的某些散射中心被RCS測量中的金屬支架阻隔所致。采用經(jīng)軟件距離門選通后的數(shù)據(jù),即可進行精確的RCS定標處理等后續(xù)工作。

圖17 軟件距離門選通前后一維散射中心對比Fig.17 Comparison of one dimensional scattering centers before and after software range gate gating

圖18 軟件距離門選通前后數(shù)據(jù)域?qū)Ρ菷ig.18 Comparison of data fields before and after software range gate gating

3.2 多次反射型耦合散射的消除方法

由圖14的ISAR成像結果可見,多次反射型耦合散射雜波往往會分布在目標區(qū)內(nèi),因此無法采用軟件距離門的方法予以消除。而涂覆型雷達吸波材料在抑制電磁散射方面表現(xiàn)出優(yōu)良的性能,因此,本節(jié)將從多次反射型耦合散射的產(chǎn)生機理出發(fā),結合涂覆型吸波材料的運用來消除耦合散射雜波。

如第1.2節(jié)中圖9所示,對于金屬支架而言,多次反射型耦合散射主要發(fā)生在上段部分,因此工程中為節(jié)省成本,可只將金屬支架上段設計為涂覆吸波材料的結構,如圖19所示。

圖19 消除多次反射型耦合散射的金屬支架設計方法Fig.19 Design method of metal pylon support for eliminating multiple reflection type coupling scattering wave

作為示例,仍采用彈跳射線法對圖19所示組合體模型進行RCS測量的仿真計算,此處采用的吸波材料為羰基鐵粉[16],其電磁參數(shù)為:介電常數(shù)ε=12-j,磁導率μ=2.1-1.25j。其余仿真參數(shù)與第2.2節(jié)相同,飛機-支架一體化模型散射回波的二維ISAR成像結果如圖20所示。原先由多次反射型耦合散射引起的“雜波帶”幾乎完全消失,而飛機目標自身的散射中心并未受到影響,表明在金屬支架上段涂覆吸波材料的設計方法對于抑制多次反射型耦合散射雜波具有良好效果。

圖20 涂覆材料后飛機-支架組合體二維ISAR成像Fig.20 Two dimensional ISAR imaging of aircraft-pylon assembly after coating material

4 結 論

本文對目標-金屬支架之間的表面波型與多次反射型兩種主要耦合散射機理的產(chǎn)生原因及消除方法進行了系統(tǒng)的分析、數(shù)值計算與仿真驗證,研究結論如下:

(1) 目標與支架間的表面波型耦合散射主要源于被測目標體上的表面電流激發(fā)金屬支架上產(chǎn)生表面電流而形成的,這種現(xiàn)象在低頻段尤其嚴重。在具體表現(xiàn)形式上,這類耦合散射雜波隨著頻率的升高而減弱,時域分布特性則表現(xiàn)為其出現(xiàn)位置一般位于目標區(qū)之外。因此,表面波型耦合散射雜波的消除方法是,根據(jù)被測目標尺寸首先計算出目標自身散射中心的分布范圍,然后設計時域軟件距離門,將目標區(qū)之外的耦合散射中心予以濾除。

(2) 當被測目標的底部具有曲面外形時,目標與金屬支架間易于產(chǎn)生多次反射型耦合散射,其產(chǎn)生原因是由位于雷達照明區(qū)的目標底部下凸曲面同金屬支架上段前截面之間形成空間分離的鈍角二面角反射結構,由此造成多次耦合反射。在二維ISAR圖像域,這類多次反射型耦合散射表現(xiàn)為橫向展布的“雜波帶”。多次反射型耦合散射的消除方法是將金屬支架上段部分涂覆反射吸收型雷達吸波材料。由于涂覆型雷達吸收材料一般在低頻段的吸波性能欠佳,故在低頻段RCS測試中,或許還需考慮采用具有更好吸波性能的材料對支架上段部分進行遮擋。