單粒子翻轉效應的FPGA模擬技術*

陳 鑫，施聿哲，白雨鑫，陳 凱，張智維，張 穎

（南京航空航天大學電子信息工程學院，南京 210016）

1 引言

隨著半導體工藝的不斷發(fā)展，器件特征尺寸逐漸減少，激發(fā)單粒子翻轉(Single Event Upset,SEU)效應所需的能量閾值呈幾何級下降趨勢。例如，65 nm工藝下器件發(fā)生電平翻轉需6500個電荷，16 nm工藝下器件電平翻轉僅需1000個電荷[1-2]。雖然電平錯誤翻轉引發(fā)的軟錯誤不會對電路造成永久性的破壞，但是由于發(fā)生的能量閾值較低，所以在所有單粒子效應造成集成電路工作失效的事件中，電平錯誤翻轉效應引起的事件占有比例最高，為40%[3-4]。由此可見，軟錯誤已經(jīng)成為先進工藝下大規(guī)模數(shù)字集成電路在輻射環(huán)境中最為主要的失效模式，這極大地限制了集成電路在一些可靠性較高的領域尤其是富含高通量低能粒子的航天航空場景中的應用。為促進航空航天事業(yè)的快速發(fā)展，需要對集成電路功能軟錯誤的敏感性進行充分的研究和評估。

在所有的評估手段中，空間環(huán)境實測的方式獲得的數(shù)據(jù)最為準確，但航天器的發(fā)射次數(shù)和載荷都是有限的，實驗機會少且價格昂貴。因此，更多的評估手段被開發(fā)出來，主要有輻照測試，軟件仿真和現(xiàn)場可編程門陣列(Field Programmable Gate Array,FPGA)模擬等技術路線[5-8]。

輻照測試可以精確控制輻射強度和時間，相比于空間試驗有著良好的可控性和靈活性。但是搭建輻照測試環(huán)境的開銷依然非常龐大，具備輻照測試條件的單位也極少。此外，輻照測試需要批量測試，在測試過程中也極有可能損傷芯片，且芯片出錯后也很難定位敏感節(jié)點，故一般只用于成品芯片的性能測試和最終測試。

軟件仿真通過數(shù)學分析方法，將真實情況下單粒子效應對電路造成的影響轉化為故障產(chǎn)生概率，故障持續(xù)時間和故障節(jié)點位置等故障模型參數(shù)，最后將故障注入到電路中[9-12]。軟件仿真的優(yōu)勢在于模擬單粒子效應的靈活性，可從工藝級、器件級、晶體管級、門級和行為級各個層次對單粒子效應進行建模、仿真和分析。但隨著電路規(guī)模的增加，軟件仿真計算過程的時間開銷也在顯著增加，諸如開關級模擬的時間爆炸問題[13]。

相對于軟件仿真技術，F(xiàn)PGA模擬單粒子翻轉效應的實現(xiàn)成本更低，評估速度更快，更適合用于快速評估集成電路對單粒子翻轉效應的敏感程度。具體實現(xiàn)方式主要有FPGA重配置注入故障，掃描鏈注入故障和旁路電路注入故障3種。FPGA重配置注入故障是基于FPGA的重配置功能，在運行過程中，動態(tài)修改FPGA的配置信息以實現(xiàn)注入故障。掃描鏈注入故障是復用可測性設計的掃描鏈結構，將故障寫至掃描鏈的入口，控制掃描鏈的數(shù)據(jù)進行串行移動，將故障準確寫入待評估的寄存器中。旁路電路注入故障的實現(xiàn)原理和掃描鏈注入故障的實現(xiàn)原理類似，也是在原有的電路結構上添加附加電路，然后對電路注入故障以模擬單粒子翻轉效應，但是消除了掃描鏈注入故障速度慢的缺點。

FPGA重配置注入故障、掃描鏈注入故障和旁路電路注入故障由于實現(xiàn)方式不一樣，在評估速度、敏感點定位精度和使用電路規(guī)模等性能上也各有優(yōu)劣。本文總結了FPGA重配置注入故障技術，討論了掃描鏈注入故障技術，描述了旁路電路注入故障技術，對比了3種注入故障技術并對各類技術的發(fā)展方向進行了展望。

2 FPGA重配置注入故障

FPGA的配置信息包含了各類邏輯資源的配置狀況、電壓標準、連線情況和用戶設計的使用情況[14]。借助配置控制指令，即可通過專用的配置讀寫接口（Internal Configuration Access Port，ICAP）訪問FPGA的配置信息[15]；同時也能將其中某一位數(shù)據(jù)進行翻轉（如0到1或1到0），再把修改后的配置信息寫回FPGA以實現(xiàn)故障注入；最后持續(xù)讀取配置信息還可監(jiān)控故障注入后對電路造成的影響。

基于重配置的故障注入流程如圖1所示，按照配置范圍的大小，F(xiàn)PGA重配置技術可以進一步分為全局重配置和部分重配置[16-17]。全局重配置對整個FPGA芯片進行重新配置。在配置過程中，F(xiàn)PGA由于原始配置信息被清除而處于非正常工作狀態(tài)，直到配置信息重新完整寫入，F(xiàn)PGA才能正確工作。因此，從時間軸上看，F(xiàn)PGA工作是不連續(xù)的。全局重配置的優(yōu)勢在于配置過程的實現(xiàn)十分簡單，不需要分析待測電路所使用的硬件資源，同時其電路評估速度比軟件仿真要快幾個數(shù)量級。

圖1 基于重配置的故障注入流程

全局重配置的方式也存在重大缺陷，由于每次故障注入時都需要重新配置全部信息，會引入一定的時間開銷，而且時間開銷和配置信息的大小成正比。以Xilinx Zynq 7020為例，配置文件的大小為32.5 Mbit，在工作頻率為100 MHz時，單次配置全部配置信息所需時間為32 ms[18]；如果對32.5 Mbit里每個比特位均進行一次故障注入測試，總計時間為284 h。

部分重配置則克服了以上缺陷，可選擇部分配置信息進行重配置，未重配置的電路不受影響，對應的功能仍然可以正常運作。由于部分重配置大幅減少了讀寫的配置信息，可顯著縮短重配置時間。文獻[19]使用Xilinx Virtex系列FPGA作為測試平臺，當以全局重配置模式對電路注入故障時，完成單次配置需要169.738 ms。而如果只修改和待測電路相關的8 frame配置信息，僅需0.424 ms。此外，對于FPGA設計的電路，F(xiàn)PGA的利用率一般不會達到100%，未使用的空閑配置位無需被注入故障，這可以進一步減少時間開銷[20]。

基于重配置的故障注入技術的主要優(yōu)勢是基于FPGA的內(nèi)部功能實現(xiàn)，因此不會對待測電路造成影響，不會產(chǎn)生額外的硬件資源開銷，實現(xiàn)成本極低，可適用于大規(guī)模電路，且電路評估速度也較為理想。但也存在不足之處，主要體現(xiàn)在3個方面。其一是待評估的FPGA必須具備重配置功能，限制了FPGA硬件的選擇范圍。其二是每次執(zhí)行故障注入時，需要訪問、修改和重寫配置信息，使得上位機和待評估FPGA之間會進行大量的數(shù)據(jù)交互，相對于FPGA電路的運行時間，交互過程產(chǎn)生的時間開銷要高的多。以Xilinx Virtex系列FPGA為例，理論上配置全部比特位所需時間為9.9 ms，但實際通過計算機并口傳輸配置數(shù)據(jù)的過程需要20 s[21]。部分重配置減少了信息交互的數(shù)據(jù)量，提高了評估效率，但整體測試的時間開銷中數(shù)據(jù)交互過程仍占有較大比例。其三是主流FPGA的配置信息是加密的，雖然FPGA重配置技術能夠在電路中注入故障，但是電路出現(xiàn)故障后，由于無法解析主流FPGA的配置信息，所以很難定位到具體的電路節(jié)點，給加固設計帶來了困難。

3 掃描鏈注入故障

掃描鏈源于可測性設計。在可測性設計中，首先將寄存器替換為掃描寄存器，然后將多個掃描寄存器相連以形成掃描鏈結構，最后以移位寄存器的工作方式將測試激勵寫入掃描鏈的首端，或者將測試響應從掃描鏈的末端讀出[22-23]。掃描寄存器的常規(guī)結構如圖2所示，可視作在普通寄存器結構上添加了一個2選1數(shù)據(jù)選擇器。掃描寄存器有兩個工作模式，工作模式的切換由信號Scan_en決定。當Scan_en不使能時，掃描寄存器為正常工作模式，此時功能等同于常規(guī)的D寄存器，采樣輸入端D的電平并輸出。當Scan_en使能時，寄存器切換為掃描模式，此時可通過Scan_in輸入故障數(shù)據(jù)以模擬單粒子翻轉效應[24]。

圖2 掃描寄存器的結構

將當前掃描寄存器的輸出端Q和下一級掃描寄存器輸入端Scan_in連接起來，就構成了掃描鏈。掃描鏈結構如圖3所示，基于掃描寄存器的結構和工作原理可推導出，Scan_en不使能時，電路正常工作。Scan_en使能時，可以通過移位將故障數(shù)據(jù)串行輸入到任意寄存器的Scan_in端，最終實現(xiàn)對任意寄存器注入故障以模擬單粒子翻轉效應。

圖3 掃描鏈結構

在實現(xiàn)掃描鏈注入故障電路時，掃描鏈的結構不是固定的，不同的掃描鏈電路產(chǎn)生的資源開銷和故障注入速度也不同。文獻[23]設計了3種不同的掃描鏈電路來實現(xiàn)故障注入，其中開銷最大的電路和開銷最小的電路資源開銷相差近3倍，但單次故障注入時間減少了數(shù)微秒，雖然速度區(qū)別不大，但在大規(guī)模電路測試中能節(jié)約的時間開銷極為可觀。因此測試人員可根據(jù)測試平臺提供資源（寄存器和數(shù)據(jù)選擇器等）的大小和實際可達到的注入速度權衡使用合適的掃描鏈電路。

掃描鏈技術的優(yōu)勢在于可適用于任意規(guī)模電路的測試，也可用于ASIC電路的評估，同時不受FPGA測試平臺的限制。故障注入速度最快可達到微秒級別，相對于重配置技術有了進一步的提高。由于掃描鏈的插入對象可以是任意觸發(fā)器，因此故障注入后電路敏感節(jié)點的定位精度也較高。其最主要的缺陷是會產(chǎn)生額外的資源開銷，且額外開銷會隨著電路規(guī)模的增大而增加。此外，為了能夠正確定位電路對單粒子翻轉效應的敏感區(qū)域，串行移位時鐘的頻率還不能較高，這樣使得掃描鏈串行移位的時間開銷顯得頗為可觀，需要在掃描鏈長度和評估速度上做出折衷。

最后，值得指出的是，掃描鏈技術在故障數(shù)據(jù)傳輸過程中存在和重配置技術一樣的問題。文獻[24]中提到所設計掃描鏈的單次故障注入速度為1μs左右，但受串口傳輸?shù)南拗?，每次故障激勵?shù)據(jù)的下發(fā)需要3.84 ms，因此接口的傳輸速率成為制約速度的主要因素。文獻[22]中每次注入故障時需要主機和FPGA進行故障數(shù)據(jù)交互過程，頻繁地通信導致故障注入速度偏慢。文獻[23]針對數(shù)據(jù)通信過程進行了優(yōu)化，將測試電路所需的故障激勵數(shù)據(jù)一次性全部發(fā)送到FPGA的存儲區(qū)，隨后FPGA內(nèi)部自動執(zhí)行全部測試過程，主機和FPGA只需在起始階段通信一次，減小了數(shù)據(jù)通信的時間開銷，故障注入速度相對于文獻[22]提高了2個數(shù)量級。

4 旁路電路注入故障

旁路電路技術的實現(xiàn)原理和掃描鏈技術類似，在原有的電路結構上添加附加電路來使電路能夠模擬SEU效應[25-26]。以寄存器為例，在正常狀態(tài)下寄存器保持其原本的功能，在故障注入模式下通過外部控制信號驅動附加電路從旁路修改寄存器的數(shù)值。

文獻[27]介紹了一種旁路電路注入故障的電路結構，基于Xilinx Virtex-5的FPGA實現(xiàn)，帶旁路電路的寄存器結構如圖4所示。該電路在原本的寄存器結構上添加了3個查找表（Look-Up-Table,LUT）和額外的輸入信號，修改寄存器的復位信號SR（Set/Reset）和翻轉信號REV（REVerse）的輸入值來實現(xiàn)故障注入功能。默認模式下寄存器對應的真值表如表1所示。

表1 默認模式寄存器真值表

圖4中，輸入信號inj為故障注入使能信號，Original_CE、Original_R和Original_S分別連接寄存器原始的時鐘使能CE、復位Reset和置位Set信號。如果inj為0，該寄存器等同于普通的寄存器，而inj為1時，3個查找表就會根據(jù)寄存器的輸出值Q生成相反的值并寫入寄存器。

圖4 帶旁路電路的寄存器結構

文獻[28]的電路修改方式更加簡單，僅在原始寄存器結構上增加了一個異或門。替換前后的寄存器結構如圖5所示。當故障注入信號Inject信號為高電平時，寄存器的輸入端數(shù)據(jù)會發(fā)生翻轉，而Inject信號為低電平時，寄存器的輸入端數(shù)據(jù)保持原始狀態(tài)。和文獻[27]相比，區(qū)別在于故障注入時，文獻[28]的寄存器數(shù)值一定會進行翻轉，而文獻[27]則可以模擬更加復雜的情況，因為單粒子翻轉效應在作用于寄存器時有固定0、固定1和翻轉3種情況，并不一定會導致翻轉。但是，文獻[28]的電路結構的資源開銷比文獻[27]小得多，具備一定的優(yōu)勢。

圖5 替換前后的寄存器結構

文獻[29-30]介紹了另一種旁路電路的實現(xiàn)方式，通過對電路綜合后的網(wǎng)表進行修改，將原有的器件庫全部替換成為附加故障注入功能的器件庫，其中包括寄存器、隨機存取存儲器(Random Access Memory,RAM)、查找表、邏輯門以及乘法器等，更新后的網(wǎng)表的時序邏輯部分不會受到影響，只是添加了故障注入相關的組合邏輯模塊。但其實現(xiàn)過程較為復雜，器件庫的修改需要耗費大量的時間進行功能和時序驗證。同時器件庫和FPGA型號是緊密聯(lián)系的，更替FPGA芯片將可能導致器件庫無法使用，因此遷移性較差。

和掃描鏈技術相比，旁路電路技術省去了串行移位故障數(shù)據(jù)的過程，故障直接注入到待評估寄存器中，從而提高了故障注入速度。旁路電路同樣可適用于任意規(guī)模電路，而且可以針對電路中的其他存儲元件（LUT、RAM等）設計故障電路，適用范圍更廣，故障敏感節(jié)點的定位精度也高于掃描鏈。其主要缺陷會帶來額外的資源開銷，此外還可能增加關鍵路徑的延時，對時序造成負面影響。

除了故障注入速度的差異，文獻[31]同樣提到了數(shù)據(jù)交互過程造成的龐大時間開銷，文中基于RS232傳輸故障激勵數(shù)據(jù)，傳輸速度配置為115 kbit/s，單次數(shù)據(jù)傳輸過程需花費14 ms，而故障注入執(zhí)行過程僅占2 ms，因此導致故障注入速度偏慢。

5 故障注入方式對比和展望

5.1 故障注入方式對比

FPGA模擬技術主要用于評估超大規(guī)模集成電路設計對單粒子翻轉效應的敏感性。因此本文從評估速度、電路開銷和敏感點定位精度3個方面進行對比，故障注入方式具體性能對比如表2所示。

表2 故障注入方式性能對比

FPGA模擬技術中的重配置技術存在速度瓶頸，雖然通過部分重配置可以顯著提高效率，但是與修改電路結構的方式相比較，重配置技術故障注入速度稍慢。若基于掃描鏈去實現(xiàn)，其串行移位的故障注入模式會帶來一定的時間開銷。而旁路電路方式可使得電路即時響應故障，不會產(chǎn)生額外的時間開銷。

在電路開銷方面，由于重配置所需要的硬件電路都固化在FPGA芯片內(nèi)部，所以額外需要的電路開銷是最小的?？紤]到掃描鏈可以復用可測性設計的掃描鏈結構，所以電路開銷稍低。電路開銷最大的是旁路電路，因為每個寄存器外圍都需要配備譯碼選通電路和故障注入電路，但是隨著FPGA的技術開發(fā)，單LUT電路能夠實現(xiàn)的功能愈加復雜，其占用的電路開銷比例也可以不斷下降。

在敏感點定位精度上，由于配置文件格式不公開，多數(shù)研究采取隨機注入或是遍歷式注入，但是注入故障后難以在最初的原始設計文件中定位故障節(jié)點，這對評估工作非常不友好，難以指導后續(xù)的改進工作。由于掃描鏈是串行結構，定位需要依賴輸入激勵和輸出響應的先后順序，這會和評估速度形成互相制約的關系。因為如果注入速度過快，對準確采樣高速輸出響應的工作會提出很高的要求。旁路電路由于具有專用接口電路，因此即使在高速注入情況下，也能準確定位注入故障的位置。

5.2 故障注入方式展望

重配置、掃描鏈和旁路電路3種方法的實現(xiàn)結構不一樣，優(yōu)化的思路也會有所不同。

重配置在評估速度上表現(xiàn)不佳，主要是由于上位機和FPGA之間頻繁通信造成較大的時間開銷。如何讓測試激勵以更快的速度配置到FPGA中是未來的提高方向。采用DDR緩存測試激勵，以及采用類似Xilinx ZYNQ架構的芯片作為測試平臺，都是可行的方式。在確定注入故障定位上，可行的思路有對比配置文件格式和配置后器件位置，對配置文件進行破解。但是需要按照電路版圖結構從大到小逐次解析，并區(qū)分LUT、RAM等多種存儲元件，工作量比較龐大[32]，所以重配置技術的改善工作更適合FPGA設計廠商實施。

在有可測性設計的電路中，掃描鏈技術是非常合理的選擇。但是，為了提高測試效率，如何壓縮測試激勵的數(shù)量，以及測試響應的高效對比，是掃描鏈技術未來的發(fā)展方向。此外，掃描鏈的電路結構也可以進行一定的優(yōu)化，主要在提高運行速度和降低開銷兩方面進行針對性的改進，擴充可測性設計的研究范疇。

旁路電路的改進方向是進一步壓低電路開銷。這方面可以考慮相鄰電路之間復用故障注入電路，從而降低電路開銷。需要注意的是，旁路電路往往和測試平臺的器件庫密切相關，所以未來在設計電路時可以將電路修改方式設計成通用腳本，通過算法和器件庫建立聯(lián)系，從而增加其適用范圍。

此外，由于3種方案的優(yōu)勢各不相同，未來的評估平臺也可以結合多種方式。比如可利用旁路電路故障注入的準確性彌補重配置技術的精度缺陷，提高注入速度，同時也可以通過重配置技術避免旁路電路相關故障注入模塊的資源開銷。這樣不僅平臺的評估效率有所提高，評估電路的適用范圍也變得更加廣泛。

6 總結

隨著集成電路工藝邁入納米時代，現(xiàn)有FPGA模擬技術面臨的最大挑戰(zhàn)是待評估電路規(guī)模過于龐大導致評估時間大幅增加。如何在設計資源允許的情況下，盡可能提高模擬SEU效應的故障注入速度，并盡可能確定待評估電路中SEU敏感區(qū)位置，是FPGA模擬SEU效應的重要研究方向。從上述內(nèi)容可以看出，重配置、掃描鏈和旁路電路技術假以時日，均能在評估速度、電路開銷和定位精度等性能指標上取得進展，使之更適合用于評估超大規(guī)模集成電路設計對單粒子翻轉效應的敏感性。