高碼率SOQPSK接收機(jī)的低時(shí)延解調(diào)和快速同步設(shè)計(jì)*

賴(lài)鵬輝，夏國(guó)江，王 巖，王世練，何 山

(1.國(guó)防科技大學(xué) 電子科學(xué)學(xué)院，長(zhǎng)沙 410073；2.北京宇航系統(tǒng)工程研究所，北京 100076；3.中國(guó)人民解放軍63768部隊(duì)，西安 710600)

0 引 言

連續(xù)相位調(diào)制(Continuous Phase Modulation，CPM)作為一種相位連續(xù)、包絡(luò)恒定的高效調(diào)制方式，在遙測(cè)通信中具有很大優(yōu)勢(shì)。先進(jìn)靶場(chǎng)遙測(cè)計(jì)劃組織(Advanced Range Telemetry Management，ARTM)提出的三代遙測(cè)體制，即脈沖編碼-頻率調(diào)制(Pulse-Code Modulation/Frequency Modulation，PCM/ FM)、Feher正交相移鍵控(Feher's Quadrature Phase Shift Keying，F(xiàn)QPSK)和遙測(cè)版成形偏移正交相移鍵控(Shaped Offset Quadrature Phase Shift Keying used in Telemetry Group，SOQPSK-TG)、多調(diào)制指數(shù)CPM(Multi-h CPM)均屬于CPM的范疇。到2004年，這三種信號(hào)均被納入了IRIG 106標(biāo)準(zhǔn)。其中，Multi-h CPM信號(hào)頻帶利用率最高，但是解調(diào)、同步復(fù)雜；PCM/FM的非相干解調(diào)復(fù)雜度低、魯棒性強(qiáng)，但是頻帶利用率相對(duì)較差；SOQPSK-TG在復(fù)雜度和頻帶利用率上較為折中，用來(lái)進(jìn)行高碼率遙測(cè)具有很大優(yōu)勢(shì)。

相干解調(diào)相對(duì)于非相干解調(diào)在解調(diào)性能上更有優(yōu)勢(shì)，但是伴隨著更復(fù)雜的同步。同時(shí)，遙測(cè)信道中信號(hào)中斷是很常見(jiàn)的現(xiàn)象，接收機(jī)同步的重新捕獲難以避免，因此捕獲時(shí)間是遙測(cè)相干接收機(jī)的一個(gè)重要指標(biāo)。通信系統(tǒng)的同步通常分為符號(hào)定時(shí)同步和載波同步。SOQPSK的符號(hào)定時(shí)同步方法主要有數(shù)據(jù)輔助(Data-Aided，DA)同步、非數(shù)據(jù)輔助(Non-Data-Aided，NDA)同步及面向判決 (Decision-Directed，DD)等。載波同步分為載波頻率同步和載波相位同步。當(dāng)載波頻偏較小時(shí)，二階鎖相環(huán)能夠完成頻偏的捕獲和跟蹤，而當(dāng)頻偏較大時(shí)也有許多成熟的方法[1]進(jìn)行校正，本文不對(duì)載波頻率同步方案進(jìn)行具體探討。SOQPSK的載波相位同步主要有四次方估計(jì)法[2]和面向判決(Decision-Directed，DD)載波相位同步[3]算法，用四次方估計(jì)法估計(jì)相位誤差時(shí)，對(duì)接收信號(hào)做了四次冪計(jì)算，噪聲方差也相應(yīng)地?cái)U(kuò)大，將會(huì)造成同步精度的降低；DD相位同步從最大似然檢測(cè)(Maximum Likelihood Sequence Detection，MLSD)器中提取鑒相誤差，是部分響應(yīng)CPM相位同步的常用方法。與M元相移鍵控(Phase Shift Keying，PSK)類(lèi)似，這兩類(lèi)相位同步算法用于SOQPSK相位同步都有M/2π的相位模糊。

由此可見(jiàn)，低時(shí)延解調(diào)和快速捕獲是SOQPSK信號(hào)高碼率接收的重點(diǎn)和難點(diǎn)。除此之外，目前大多數(shù)研究將SOQPSK接收機(jī)的解調(diào)、符號(hào)定時(shí)同步、載波相位同步等部分剝離開(kāi)來(lái)討論，對(duì)接收機(jī)整體設(shè)計(jì)的參考依據(jù)不多?；诖?，本文設(shè)計(jì)了一種SOQPSK接收的低時(shí)延解調(diào)和快速同步方案，使用XTCQM技術(shù)降低解調(diào)復(fù)雜度；為降低處理時(shí)延，又提出了一種針對(duì)SOQPSK的四進(jìn)制維特比譯碼模型，在2Tb內(nèi)只需進(jìn)行一次維特比加-比-選，每一次加-比-選完成2 b序列的檢測(cè)；基于SOQPSK四進(jìn)制維特比譯碼模型，設(shè)計(jì)了早遲門(mén)符號(hào)定時(shí)同步和DD載波相位聯(lián)合同步方案，繪制了相應(yīng)的S曲線(xiàn)，對(duì)同步環(huán)路鎖定時(shí)存在的定時(shí)、載波相偏進(jìn)行了分析，推導(dǎo)了同步往這幾個(gè)點(diǎn)鎖定的機(jī)理；最后分析了使用本文解調(diào)、同步方案進(jìn)行接收時(shí)的誤碼性能和捕獲時(shí)長(zhǎng)。結(jié)果表明，本文的解調(diào)算法性能損失可忽略不計(jì)，譯碼時(shí)延短，定時(shí)、相位聯(lián)合同步方案有效，捕獲時(shí)間短，同步精度高。

1 SOQPSK信號(hào)及其最大似然檢測(cè)

1.1 信號(hào)模型

SOQPSK是CPM的一種，其復(fù)基帶表達(dá)式為

(1)

式中：φ(t;α)為SOQPSK的相位；E為每發(fā)送比特序列需要的能量；α為三進(jìn)制偽符號(hào)序列，且其中的元素αn∈{-1,1,0}；當(dāng)nTb

(2)

式中：右邊第一項(xiàng)為相位狀態(tài)，通常表示為θn-L；第二項(xiàng)為關(guān)聯(lián)狀態(tài)，q(t)為相位響應(yīng)脈沖；L為部分響應(yīng)長(zhǎng)度，即q(t)對(duì)時(shí)間求導(dǎo)后得到的頻率響應(yīng)脈沖非零部分長(zhǎng)度。根據(jù)q(t)的不同SOQPSK又分為 SOQPSK-TG、SOQPSK-A、SOQPSK-B和SOQPSK-MIL等類(lèi)型，其中SOQPSK-TG是專(zhuān)門(mén)為遙測(cè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)的SOQPSK信號(hào)，本文方案設(shè)計(jì)以SOQPSK-TG為例具體說(shuō)明。

預(yù)編碼分為遞歸預(yù)編碼和非遞歸預(yù)編碼兩種方式。長(zhǎng)度為N的比特序列{bn}=b0,b1,…,bN-1進(jìn)行非遞歸預(yù)編碼時(shí)，第n個(gè)偽符號(hào)αn可以表示為

αn=(-1)n+1(2bn-1-1)(bn-bn-2) 。

(3)

若采用遞歸預(yù)編碼，需要先按式(4)對(duì)信息序列進(jìn)行差分編碼，得到差分編碼序列{cn}=c0,c1,…,cN-1。

cn=cn-2⊕bn,

(4)

式中：cn表示n時(shí)刻對(duì)應(yīng)的差分編碼序列，⊕表示模2相加。再用cn替換式(3)中的bn進(jìn)行非遞歸預(yù)編碼即完成了遞歸預(yù)編碼?？梢?jiàn)無(wú)論是遞歸預(yù)編碼還是非遞歸預(yù)編碼，二進(jìn)制序列{bn}與三進(jìn)制偽符號(hào)序列{αn}的單個(gè)序列持續(xù)時(shí)間是相等的，因此對(duì)于SOQPSK來(lái)說(shuō)符號(hào)周期T和Tb是等價(jià)的。

1.2 SOQPSK的最大似然檢測(cè)

由于SOQPSK是CPM的一種，對(duì)SOQPSK的檢測(cè)可以參考CPM的MLSD。在高斯白噪聲信道下，CPM信號(hào)的復(fù)基帶接收模型為

r(t)=s(t;α)+n(t) 。

(5)

式中：n(t)為加性高斯白噪聲。

CPM的MLSD輸出為

(6)

在時(shí)間間隔[nT,(n+1)T]內(nèi)，存在如下關(guān)系：

(7)

計(jì)算累積度量λ和度量增量Δλ用于維特比譯碼即可完成序列檢測(cè)。

2 高碼率SOQPSK接收機(jī)方案設(shè)計(jì)

圖1 高碼率SOQPSK接收機(jī)的解調(diào)和同步結(jié)構(gòu)

2.1 基于XTCQM的低復(fù)雜度檢測(cè)

SOQPSK的XTCQM指的是當(dāng)2kTb≤t≤2(k+1)Tb時(shí)，SOQPSK可以表示為[5]

(8)

式中：

b2k=[b2k-9…b2kb2k+1] 。

(9)

用X(·)代表用XTCQM表示的SOQPSK-TG信號(hào)波形符號(hào)，則SOQPSK-TG信號(hào)可以表示為

jsin(φ(t-k2Tb;b2k))=

(10)

由式(9)可知，每2Tb內(nèi)信號(hào)波形涉及的比特?cái)?shù)為11個(gè)，在該時(shí)間間隔內(nèi)，SOQPSK的XTCQM波形符號(hào)有2 048種。采用平均替代技術(shù)[6]可減少波形數(shù)，當(dāng)波形數(shù)降低至32個(gè)時(shí)理論性能損失約為0.2 dB(誤碼率為10-5)，此時(shí)X(·)可以近似表示為

(11)

由式(11)可知，用32個(gè)XTCQM符號(hào)表示2Tb內(nèi)的SOQPSK信號(hào)波形涉及5個(gè)比特序列，如果在接收端存儲(chǔ)與之對(duì)應(yīng)的32種波形，進(jìn)行第1.2節(jié)所示的MLSD即可完成序列檢測(cè)。文獻(xiàn)[6]設(shè)計(jì)了針對(duì)32 XTCQM解調(diào)的SOQPSK二進(jìn)制維特比譯碼結(jié)構(gòu)，其狀態(tài)網(wǎng)格數(shù)與波形數(shù)相等，一次加-比-選完成1 b序列的檢測(cè)。

為減少譯碼延遲，降低高碼率接收實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度，設(shè)計(jì)一種針對(duì)SOQPSK的四進(jìn)制維特比(Quaternary Viterbi，QViterbi)譯碼器。當(dāng) 2kTb≤t≤2(k+1)Tb時(shí)，這種四進(jìn)制維特比譯碼器的起始狀態(tài)與b2k-6b2k-5b2k-4對(duì)應(yīng)，終止?fàn)顟B(tài)與b2k-4b2k-3b2k-2對(duì)應(yīng)，狀態(tài)轉(zhuǎn)移路徑為b2k-3b2k-2，則可得到如圖2所示的狀態(tài)轉(zhuǎn)移網(wǎng)格。從圖中可以看出，每2Tb內(nèi)存在8種狀態(tài)變量，每個(gè)狀態(tài)變量對(duì)應(yīng)4種可能的轉(zhuǎn)移路徑，每條轉(zhuǎn)移路徑對(duì)應(yīng)著2 b信息序列。進(jìn)行維特比譯碼時(shí)，先對(duì)接收信號(hào)與32種可能的波形匹配濾波求解路徑分支度量，然后每2Tb進(jìn)行一次8狀態(tài)四進(jìn)制維特比加-比-選，最后進(jìn)行幸存路徑管理，即可完成2 b信息序列的檢測(cè)。

圖2 四進(jìn)制維特比譯碼器狀態(tài)轉(zhuǎn)移網(wǎng)格

2.2 基于XTCQM的早遲門(mén)符號(hào)定時(shí)同步設(shè)計(jì)

基于早遲門(mén)的符號(hào)定時(shí)同步算法在Multi-h CPM符號(hào)定時(shí)中有定時(shí)精度高、捕獲范圍大的優(yōu)勢(shì)[7]。文獻(xiàn)[8]設(shè)計(jì)的DD符號(hào)定時(shí)同步也采用早遲門(mén)的思想，與之不同的是本文和文獻(xiàn)[7]提取超前、滯后支路最大狀態(tài)度量之差作為定時(shí)誤差，而不是根據(jù)幸存路徑回溯提取超前、滯后支路的路徑分支度量之差作為定時(shí)誤差，節(jié)省了回溯的步驟。本文設(shè)計(jì)的早遲門(mén)SOQPSK符號(hào)定時(shí)結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 早遲門(mén)SOQPSK符號(hào)定時(shí)結(jié)構(gòu)

完成載波同步的接收信號(hào)分別進(jìn)行超前和滯后δ/2采樣(內(nèi)插)并分別計(jì)算式(7)中的幸存累積度量λ，即可得到早、遲支路幸存累積度量λel和λla，每D個(gè)符號(hào)對(duì)λel和λla清零，清零之前λel和λla的差經(jīng)環(huán)路濾波后用來(lái)控制內(nèi)插器。早、遲支路用的維特比譯碼器結(jié)構(gòu)仍然使用第2.1節(jié)所示結(jié)構(gòu)，因此D個(gè)符號(hào)長(zhǎng)度時(shí)長(zhǎng)等于2DTb。若符號(hào)定時(shí)同步有降復(fù)雜度需求，可以只用8個(gè)XTCQM波形近似SOQPSK信號(hào)，與第2.1節(jié)類(lèi)似的簡(jiǎn)化思路采用4狀態(tài)四進(jìn)制維特比譯碼結(jié)構(gòu)。從經(jīng)驗(yàn)[9]來(lái)看，在一片XC7VX690T芯片上并行實(shí)現(xiàn)64狀態(tài)四進(jìn)制Multi-h CPM的早遲門(mén)定時(shí)同步資源是充足的，因此對(duì)于本文的8狀態(tài)四進(jìn)制定時(shí)來(lái)說(shuō)降低復(fù)雜度不是很必要。由于實(shí)際接收機(jī)與發(fā)射機(jī)的時(shí)鐘頻率存在偏差，定時(shí)頻偏難以避免，本文使用二階環(huán)路濾波器[10]。

SOQPSK載波相位同步存在載波相偏分別為0、±0.5π和π四個(gè)相位鎖定點(diǎn)，圖4是不同的δ和D、載波相偏處于各個(gè)鎖定點(diǎn)時(shí)不同定時(shí)相偏下的定時(shí)誤差的均值，即定時(shí)誤差估計(jì)的S曲線(xiàn),其中pd表示載波相偏?？梢?jiàn)當(dāng)載波相偏為0或π時(shí)S曲線(xiàn)除了τ=0的過(guò)零點(diǎn)外沒(méi)有其他過(guò)零點(diǎn)，當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)不存在定時(shí)相偏；而當(dāng)載波相偏為±0.5π時(shí)，S曲線(xiàn)過(guò)零點(diǎn)為τ=Tb，當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)定時(shí)相偏為T(mén)b。從S曲線(xiàn)的斜率可以看出，當(dāng)D相同時(shí)，δ=Tb的定時(shí)收斂速度比δ=0.5Tb要快；τ<0.25Tb時(shí)，δ=Tb的定時(shí)收斂速度與δ=1.5Tb相近；但當(dāng)τ>0.25Tb時(shí)，δ=1.5Tb的收斂速度就比不上δ=Tb了。當(dāng)δ=Tb時(shí)，增大D可以提高收斂速度，但是影響不明顯。

圖4 定時(shí)誤差估計(jì)的S曲線(xiàn)

2.3 基于判決反饋的載波相位同步設(shè)計(jì)

DD載波相位同步是由最大似然原理推導(dǎo)的，具體原理可參見(jiàn)文獻(xiàn)[11]。文獻(xiàn)[12]提出Multi-h CPM解調(diào)支路完成維特比的加-比-選后，根據(jù)幸存路徑對(duì)擁有累積度量最大的狀態(tài)回溯1個(gè)符號(hào)，取回溯終點(diǎn)處的轉(zhuǎn)移路徑對(duì)應(yīng)的度量虛部即可當(dāng)作DD同步的鑒相誤差。

將DD同步用于SOQSPK的載波相位同步。對(duì)定時(shí)理想和非理想時(shí)相位同步S曲線(xiàn)進(jìn)行分析，結(jié)果如圖5所示。

圖5 DD相位估計(jì)的S曲線(xiàn)

結(jié)合圖4、圖5，直觀(guān)上來(lái)看，符號(hào)定時(shí)同步和載波相位同步相互影響，當(dāng)載波相位同步趨向于載波相位誤差為0或π處鎖定時(shí)，定時(shí)相偏趨向于τ=0鎖定；當(dāng)載波相位同步趨向于載波相位誤差為±0.5π處鎖定時(shí)，定時(shí)相偏趨向于τ=Tb鎖定。因此SOQPSK的同步存在4個(gè)鎖定點(diǎn)，其定時(shí)相偏和載波相偏如表1所示，可見(jiàn)SOQPSK同步存在相位模糊。當(dāng)系統(tǒng)處于表1中的各個(gè)同步鎖定點(diǎn)時(shí)直接解調(diào)，非遞歸預(yù)編碼SOQPSK的維特比輸出序列與信息序列{bn}的關(guān)系如表2所示。

表1 同步鎖定點(diǎn)的定時(shí)相偏和載波相偏

表2 包含定時(shí)相偏和載波相偏檢測(cè)真值表

差分編碼是糾正M元PSK相位模糊的常用方法，為克服相位模糊的影響，對(duì)非遞歸預(yù)編碼SOQSPK仍然進(jìn)行式(4)所示的差分編碼，對(duì)遞歸SOQSPSK不做改變。接收端差分譯碼公式為

dn=an-2⊕an。

(12)

式中：{an}為解調(diào)部分維特比譯碼得到的序列，如果維特比譯碼輸出正確{an}={cn}，{dn}為差分譯碼得到的序列。與表2對(duì)比可知，無(wú)論定時(shí)、載波相位處于哪個(gè)鎖定點(diǎn)，當(dāng)維特比譯碼輸出正確時(shí)，{dn}與{bn}相等。

2.4 性能分析

2.4.1 環(huán)路捕獲分析

分析靜態(tài)、動(dòng)態(tài)場(chǎng)景下環(huán)路捕獲性能，其中靜態(tài)場(chǎng)景參數(shù)如表3所示，動(dòng)態(tài)場(chǎng)景在靜態(tài)場(chǎng)景的基礎(chǔ)上添加0.001Rb載波頻偏和0.001fs定時(shí)頻偏，符號(hào)定時(shí)環(huán)路、載波相位同步環(huán)路結(jié)構(gòu)為二階二類(lèi)鎖相環(huán)路[10]。仿真結(jié)果如圖6和圖7所示，其中圖6是載波相位誤差隨時(shí)間的變化關(guān)系，圖7是定時(shí)環(huán)路收斂曲線(xiàn)，包括環(huán)路濾波器輸出與小數(shù)插值間隔隨時(shí)間變化關(guān)系。

表3 靜態(tài)場(chǎng)景下環(huán)路捕獲分析參數(shù)設(shè)置

圖6 載波相位收斂曲線(xiàn)

圖7 定時(shí)環(huán)路收斂曲線(xiàn)

可見(jiàn)在靜態(tài)場(chǎng)景下，經(jīng)約1 000Tb鑒相誤差收斂至0.5π附近，而此時(shí)定時(shí)環(huán)路濾波器輸出、小數(shù)插值間隔也大致收斂至一個(gè)常數(shù)，可見(jiàn)此時(shí)環(huán)路已經(jīng)捕獲成功；在動(dòng)態(tài)場(chǎng)景下，相位同步環(huán)路經(jīng)過(guò)約3 000Tb調(diào)整，鑒相誤差收斂至π附近，表明此時(shí)的二階鎖相環(huán)完成了載波頻偏的校正，再過(guò)約800Tb,定時(shí)環(huán)路的小數(shù)插值間隔出現(xiàn)有規(guī)律的鋸齒狀圖樣，表明此時(shí)定時(shí)環(huán)路已經(jīng)捕獲成功，正在跟蹤定時(shí)相位誤差的變化，從小數(shù)插值間隔從0向1調(diào)整的周期也可以推算出此時(shí)的定時(shí)頻偏。

文獻(xiàn)[13]對(duì)DA符號(hào)定時(shí)同步的捕獲時(shí)間進(jìn)行了分析，其仿真條件為，載波相位同步理想，歸一化環(huán)路噪聲帶寬為10-3，未添加噪聲。文獻(xiàn)[13]中的DA符號(hào)定時(shí)需要發(fā)送訓(xùn)練序列，每Tb需采樣4次，符號(hào)定時(shí)捕獲時(shí)長(zhǎng)約為1 000Tb。本文所述聯(lián)合同步方案無(wú)需發(fā)送訓(xùn)練序列，節(jié)省了發(fā)射功率；每Tb僅一次采樣，節(jié)省了接收機(jī)硬件資源。本文仿真條件為符號(hào)定時(shí)、載波相位均沒(méi)有先驗(yàn)信息，Eb/N0=10 dB，條件更符合實(shí)際、更惡劣，捕獲時(shí)長(zhǎng)與之相近。

設(shè)置不同初始定時(shí)相偏和載波相偏，多次重復(fù)仿真實(shí)驗(yàn)，本文方案中的定時(shí)環(huán)和鎖相環(huán)均可完成捕獲，捕獲時(shí)間相近，維特比檢測(cè)輸出沒(méi)有誤碼，可見(jiàn)本方案可直接用于接收機(jī)開(kāi)發(fā)。

2.4.2 檢測(cè)性能分析

分別對(duì)SOQPSK理論計(jì)算、理想同步、理想同步+差分編碼、DD相位同步+早遲門(mén)定時(shí)+差分編碼幾個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行仿真，其誤碼率曲線(xiàn)如圖8所示。上述幾個(gè)系統(tǒng)除理論計(jì)算外采用的解調(diào)方式均為32XTCQM+QViterbi，理論計(jì)算參考文獻(xiàn)[6]，同步仿真場(chǎng)景為第2.4.1節(jié)的靜態(tài)場(chǎng)景。從圖中可以看出，當(dāng)同步理想時(shí)，32XTCQM+QViterbi解調(diào)性能損失幾乎可以忽略不計(jì)；采用差分編碼Eb/N0約有0.5 dB的損失(誤碼率為10-5，下同)；本文設(shè)計(jì)的同步方案相比于理想同步Eb/N0損失約為0.8 dB，其中0.5 dB可以看作由差分編碼引入，因此由同步非理想引入的Eb/N0損失約為0.3 dB。

圖8 同步方案對(duì)檢測(cè)性能的影響

分析PT法、PAM分解法低復(fù)雜度算法對(duì)解調(diào)性能的影響，結(jié)果如圖9所示，其中PT法截取1Tb相位響應(yīng)脈沖近似生成分支路徑對(duì)應(yīng)波形，PAM分解保留兩個(gè)能量最大的主脈沖，可見(jiàn)32XTCQM+QViterbi解調(diào)性能上有優(yōu)勢(shì)。

圖9 多種低復(fù)雜度算法對(duì)檢測(cè)性能的影響

2.4.3 檢測(cè)復(fù)雜度和時(shí)延分析

本文方案中的同步部分以32XTCQM+QViterbi解調(diào)為基準(zhǔn)，通過(guò)解調(diào)部分資源占用情況即可大致估計(jì)接收機(jī)資源占用情況(早遲門(mén)定時(shí)環(huán)路使用了兩路Viterbi支路，大致等于2倍解調(diào)占用的資源，相位同步環(huán)路相對(duì)解調(diào)資源較少)。在XC7VX690T芯片上對(duì)32 XTCQM的檢測(cè)模塊進(jìn)行FPGA實(shí)現(xiàn)評(píng)估其復(fù)雜度，主要資源占用情況如表4所示，可見(jiàn)資源占用率很低。

表4 檢測(cè)部分FPGA實(shí)現(xiàn)資源占用情況

第2.4.3節(jié)中PT、PAM分解低復(fù)雜度檢測(cè)算法均是每Tb進(jìn)行一次4狀態(tài)二進(jìn)制的Viterbi加-比-選，本文方案每2Tb進(jìn)行一次8狀態(tài)四進(jìn)制加比選。以2Tb為觀(guān)察范圍，三種方案進(jìn)行加、比選操作的次數(shù)和傳輸時(shí)延(每串行一次兩個(gè)數(shù)的加、比和狀態(tài)累積度量更新等操作消耗延遲定義為1)如表5所示。可見(jiàn)本文方案雖然增加了復(fù)雜度，但是降低了傳輸時(shí)延。

表5 多種低復(fù)雜度算法的檢測(cè)復(fù)雜度

3 結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)高碼率SOQPSK 接收的低時(shí)延解調(diào)和快速同步方案進(jìn)行了研究，提出了一種基于XTCQM技術(shù)的低時(shí)延解調(diào)和與之相適應(yīng)的快速同步方案。仿真結(jié)果表明，本文提出的基于XTCQM的四進(jìn)制維特比譯碼模型解調(diào)性能損失小，所提聯(lián)合同步方案捕獲時(shí)間短、精度高。

本文方案以SOQPSK-TG信號(hào)為例具體說(shuō)明，對(duì)SOQPSK系列的其他信號(hào)如SOQPSK-MIL等原理上也適用，其性能可做進(jìn)一步分析。本文討論的是基于相干解調(diào)的SOQPSK接收方案，檢測(cè)性能好，但是遙測(cè)信道容易中斷，非相干解調(diào)雖然解調(diào)性能有所損失但是魯棒性更強(qiáng)，SOQPSK的非相干高碼率接收技術(shù)有待進(jìn)一步研究。