ZV-ZCS DC/DC移相全橋變換器拓撲與設計

陳仲偉 李奎 程怡捷 汪洪亮 冷陽 劉浩田

如今，由于能源枯竭和大氣污染問題，以光伏發(fā)電、風力發(fā)電與電動汽車為代表的清潔能源生產與利用方式得到了廣泛關注和應用. DC/DC直流變換器作為儲能、充電等場合的重要電能變換環(huán)節(jié)，其可靠性、效率與功率密度等性能對新能源的高效利用起著關鍵作用[1-3]. ?DC/DC移相全橋變換器作為直流變換器中的主流拓撲，具有大功率、高效率、高可靠性等優(yōu)點，在動力電池充電、新能源儲能與并網等場合均得到了廣泛應用. 由于移相全橋變換器具有零電壓開通（Zero-Voltage Switching，ZVS）特性，開關損耗大大降低，結合寬禁帶器件，可使變換器的開關頻率得到大幅度提升，故而降低變壓器等無源元件的體積，因此變換器往高頻化、小型化的趨勢發(fā)展，更加有效地契合了當前的能源應用需求[4-6].

傳統(tǒng)移相全橋變換器如圖1所示，S1～S4為原邊側4個開關管，Vh為原邊側逆變橋輸出電壓，Le為高頻變壓器漏感，ILe為漏感電流，D5 ～ D8為副邊4個整流二極管，Lf和Cout分別為輸出濾波電感和電容，R為負載電阻. 對于該變換器，其滯后橋臂開關管ZVS的實現(xiàn)依靠原邊側漏感能量，當輕載時，ILe較小，漏感儲存能量小，滯后橋臂開關管難以實現(xiàn)ZVS[7]，影響了變換器的可靠性與效率[8]，對于副邊二極管，其關斷時電流高，存在嚴重的反向恢復問題，二極管尖峰電壓高[9-10]. 文獻[11-12]通過利用在原邊側串入飽和電感增加了滯后橋臂軟開關實現(xiàn)范圍，但導致占空比丟失問題嚴重，電流應力上升. 文獻[13-15]通過在滯后臂上構造由電感和電容組成的輔助諧振網絡，實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，但輔助網絡增加了電路的復雜性與成本. 文獻[16]通過在原邊側添加電容，組成串聯(lián)諧振網絡，通過調頻來實現(xiàn)輕載ZVS. 文獻[17]采用三繞組耦合電感，用以提供寬負載范圍下ZVS實現(xiàn)的能量. 文獻[18]通過實時改變死區(qū)時間，以拓寬變換器的ZVS范圍，但該死區(qū)時間的計算依賴于變換器模型，計算量大，增加了控制的難度. 文獻[19]針對車載充電應用場合，提出了移相全橋變換器與LLC諧振變換器集成架構下的充電控制方法，以保證移相全橋變換器滯后橋臂在輕載時仍能保證ZVS的性能，但該方法僅針對具有高低壓電池的充電場合，其應用范圍具有一定的局限性. 文獻[20]通過對勵磁電感進行設計，以保證最小的ZVS實現(xiàn)電流，但該勵磁電感會導致重載工況時無功環(huán)流加大，降低變換器效率.

雙有源橋移相全橋變換器如圖2所示，該變換器原副邊分別采用雙向開關S1～S4和S5～S8，有效保障電流的雙向流動，橋臂輸出電壓Vh1和Vh2和電流ILr解耦，工作模態(tài)簡單且原邊側移相角、副邊側移相角和原副邊移相角差均可獨立設置，存在3個控制自由度，控制靈活[21-22]，適用于寬輸入輸出范圍的應用場合[23-24]，能夠實現(xiàn)寬負載范圍內的ZVS性能[25]，保證其高效率特性.

結合圖1和圖2拓撲的特點，本文通過將圖1中的濾波電感Lf前移至原邊側作為諧振電感Lr，實現(xiàn)了重載下原邊開關管ZVS，副邊二極管自然續(xù)流到零，輕載下超前橋臂開關管實現(xiàn)ZVS，滯后橋臂開關管實現(xiàn)零電流開通與關斷（Zero-Current Switching，ZCS），副邊二極管工作于電流斷續(xù)模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM），實現(xiàn)了ZCS性能，提升了變換器的效率與可靠性. 與雙有源橋變換器不同，針對單向能量傳輸場合，本文提出的ZV-ZCS型移相全橋變換器的副邊開關管均簡化為二極管，副邊的方波電壓由流過變壓器原邊側的電流極性決定，電壓和電流存在耦合關系，針對雙有源橋變換器的工作模態(tài)與設計法則不再適用于該拓撲. 本文通過闡述該變換器的工作模態(tài)，分析其ZV-ZCS的實現(xiàn)機理，通過推導其不同模式下的增益表達式，給出了主要參數(shù)的設計準則，最后通過PSIM仿真與2 kW的實驗樣機驗證了該變換器的工作特性與理論分析的正確性.

1 ? ZV-ZCS型移相全橋變換器拓撲

圖3所示為ZV-ZCS型移相全橋變換器拓撲圖，其中，S1 ～ S4為原邊側4個開關管，D1 ～ D4分別為開關管的內部反并聯(lián)二極管，C1 ～ C4分別為開關管的內部寄生輸出電容. Lr為原邊側諧振電感，ILr為流經Lr上的諧振電流，通過利用諧振電感Lr，在功率管的開通過程中，與主電路中開關管的寄生電容諧振以實現(xiàn)ZVS軟開關[26-28]. T1為高頻變壓器，其原副邊變比為1 ∶ n，D5 ～ D8為副邊整流二極管，ID5 ～ID8分別為整流二極管上的電流，Irect為整流電流. Vh為逆變橋臂輸出電壓，Vin與Cin分別為輸入電壓與輸入濾波電容，Vout與Cout分別為輸出電壓與輸出濾波電容，R為負載電阻.

S1 ～ S4每個開關管均為0.5的導通占空比，其中同一橋臂的上下兩個開關管互補導通，對角開關管的導通相角差即為移相角，輸出電壓的幅值取決于該移相角. 若S1超前S4導通，則稱S1與S2所在橋臂為超前橋臂，S3與S4所在橋臂為滯后橋臂. 當移相角為0°時，Vh為兩電平方波，當移相角介于0°～180°時，Vh為帶有零電平形式的三電平方波. 因此通過調整移相角，調節(jié)Vh的占空比，從而調節(jié)輸出電壓Vout .

1.1 ? 拓撲CCM工作模態(tài)

對于該拓撲的工作模式，可以劃分為電感電流連續(xù)模式（Continuous Conduction Mode，CCM）與電感電流斷續(xù)模式（DCM），CCM和 DCM均可分解為8個工作模態(tài)，圖4和圖5為CCM下的工作模態(tài)，當處于CCM模式下，原邊側4個開關管開通均實現(xiàn)ZVS，副邊二極管電流自然過零. 圖6和圖7為DCM下的工作模態(tài)，當處于DCM模式下，原邊開關管超前橋臂開通實現(xiàn)ZVS，滯后橋臂開關管開通與關斷均實現(xiàn)ZCS，并且副邊整流二極管工作于斷續(xù)模式，實現(xiàn)ZCS，有效抑制二極管反向恢復問題. 下面將對CCM與DCM下的工作模態(tài)進行詳細闡述，并分析原邊側開關管ZV-ZCS、副邊二極管ZCS的實現(xiàn)機理.

圖4為CCM模式下開關周期內電壓電流的波形圖，圖5為CCM模式一個開關周期內不同的工作模態(tài)，由于前半個周期和后半個周期一致，故取前半個周期進行分析.

模態(tài)1[t0 ～ t1]：如圖5（a）所示，開關管S1和S4導通，S2和S3關斷，逆變橋臂輸出電壓Vh = Vin，諧振電感Lr儲能，電感電流線性上升如式（1）所示，此時二極管D5和D8導通，功率傳輸至負載側.

模態(tài)2[t1 ～ t2]：如圖5（b）所示，該模態(tài)為死區(qū)時間，從開關管S1關斷時開始，ILr方向仍為正，且為開關管S1的寄生電容C1充電，并對開關管S2的寄生電容C2放電，從而實現(xiàn)了開關管S2的零電壓開通.

模態(tài)3[t2 ～ t3]：如圖5（c）所示，當開關管S2零電壓開通后，逆變橋臂輸出電壓Vh = 0，此時諧振電感Lr釋能到負載側，電流線性下降如式（2）所示.

模態(tài)4-1[t3 ～ t4]：如圖5（d）所示，該模態(tài)處于模態(tài)4的死區(qū)時間，從開關管S4關斷時開始，ILr仍為正向，其對開關管S4的寄生電容C4充電并對開關管S3的寄生電容器C3放電，為S3的零電壓開通提供了條件.

模態(tài)4-2[t3 ～ t4]：如圖5（e）所示，當開關管S3零電壓開通后，諧振電感Lr能量向負載與電源側饋送，ILr快速下降如式（3）所示，當電感電流下降到0并且換向時，二極管D5與D8續(xù)流到0，從而關斷，有效削弱了二極管的反向恢復問題.

1.2 ? 拓撲DCM工作模態(tài)

圖6為DCM模式下開關周期內電壓電流的波形圖，圖7為DCM模式一個開關周期內不同的工作模態(tài)，DCM的模態(tài)1、模態(tài)2與模態(tài)3與CCM的完全一致，這里不再贅述，僅對模態(tài)4與模態(tài)5進行闡述.

模態(tài)4[t3～t4]：如圖7所示，ILr在模態(tài)3續(xù)流到0，模態(tài)4由于逆變橋臂輸出電壓Vh = 0，故而ILr保持為0，副邊整流二極管進入斷續(xù)模式，實現(xiàn)ZCS，故而抑制了反向恢復問題，負載由輸出濾波電容Cout供能.

模態(tài)5[t4 ～ t5]：該模態(tài)為S4關斷后，S3開通前的死區(qū)時間，S4關斷時，ILr為零，因此S4的關斷與S3的開通均實現(xiàn)ZCS，從而減小了開關損耗.

2 ? 拓撲參數(shù)設計

對于該拓撲，副邊的方波電壓由流過變壓器原邊側的電流極性決定，即由電感電流極性決定，電壓和電流存在耦合關系，電壓增益不再是占空比的線性函數(shù)，本節(jié)將對該電路處于CCM與DCM模式下的電壓增益分別作詳細探討并給出諧振電感Lr與變壓器變比n的設計法則. 為簡便計算，作以下假設：

1）變壓器、開關管與二極管均為理想模型.

2）計算過程忽略死區(qū)影響.

3）輸入電壓與輸出電壓紋波忽略不計.

4）設fs為開關頻率，1 ∶ n為原副邊變比，D為半周期內Vin或-Vin電平占比.

5）β為CCM模式下，逆變橋臂輸出Vin電平時電流ILr大于0的時間占比或-Vin電平下電流ILr小于0的時間占比.

6）λ為DCM模式下，逆變橋臂輸出Vin電平時電流ILr大于0或者-Vin電平電流ILr小于0的時間占比.

2.1 ? 電壓增益

對于CCM模式，諧振電流ILr為連續(xù)模式，正半周期間，對諧振電感Lr列伏秒平衡方程，如式（4）所示，對輸出濾波電容Cout列安秒平衡方程，如式（5）所示，綜合式（4） （5），可得CCM下的電壓增益如式（6）所示.

對于DCM模式，諧振電流ILr為斷續(xù)模式，正半周期間，對諧振電感Lr列伏秒平衡方程，如式（7）所示，對輸出濾波電容Cout列安秒平衡方程，如式（8）所示.

對于CCM與DCM模式，存在一個電流臨界模式（Boundary Conduction Mode，BCM）的過渡點，對于該點諧振電感Lr伏秒平衡方程如式（10）所示，輸出濾波電容Cout安秒平衡方程如式（11）所示.

由CCM、DCM與BCM的增益可知，電壓增益是占空比D、負載電阻R、諧振電感Lr、開關頻率fs與變比n的函數(shù)，該函數(shù)形式復雜，物理意義不直觀. 為方便描述D與R的關系，對表1所示參數(shù)下增益進行計算，并繪制圖8所示的增益為0.75時，D與R的關系曲線. 可知，當R越大（負載越輕）時，占空比越小，變換器越容易進入DCM模式，當R越?。ㄘ撦d越重）時，占空比越大，變換器越容易進入CCM模式. 當R小到一定值時，變換器已無法獲得0.75的直流增益. 因此變換器在進行參數(shù)設計時，需要考慮其最大負載功率以獲得所需增益，這是該變換器與傳統(tǒng)移相全橋變換器的不同之處.

變換器在不同負載下進入不同模式（CCM與DCM）的物理意義與Buck變換器相似，當負載較重時，輸出電流大，導致ILr峰值電流高，在逆變橋臂輸出電壓Vh = 0時，ILr未降低到0，因此其在開關周期內工作于CCM模式;而當負載較輕時，輸出電流小，ILr峰值電流小，在逆變橋臂輸出電壓Vh = 0時，ILr降低到0，產生斷續(xù)模態(tài)，因此其在開關周期內工作于DCM模式.

2.2 ? 變比n與諧振電感Lr設計

由CCM與DCM的增益可知，電壓增益是占空比D、負載R、諧振電感Lr、開關頻率fs與變比n的函數(shù)，函數(shù)形式復雜，不利于參數(shù)設計. 但由上文分析可知，當負載越重時，占空比D越大，越容易進入CCM模式，反之則進入DCM模式. 為降低電流應力，防止過裕量設計，故應滿足式（12）所列方程.

對于該拓撲工作的BCM過渡點，其實質為隔離型Buck電路，因此定義該點對應的D即可確定變壓器變比n，若該點對應D太小，變比n大，容易導致系統(tǒng)過裕量設計并且電流應力大，若該點對應D太大，變比n小，為保證同等增益，諧振電感Lr取值小，亦導致電流應力大. 綜合以上原因，可取最小臨界D在0.4～0.6之間進行設計.

現(xiàn)就一系統(tǒng)需求如表2所示對電路拓撲參數(shù)及性能作出設計與分析，首先當輸入電壓Vin最大時，輸出電壓Vout最小，定義此時BCM點出現(xiàn)在D為0.4～0.6，代入式（10），推出變比n介于0.95～1.3，再聯(lián)立式（12），得出諧振電感Lr的范圍為45～78 μH，此時對應n與諧振電感Lr均為邊界值，在邊界內，變比n與諧振電感Lr的任意組合不一定滿足增益要求，可能導致系統(tǒng)過裕量設計或達不到增益值要求. 聯(lián)立式（6） （9），得到關于變比n與諧振電感Lr不同組合下，對應的D的三維圖，如圖9所示，通過該圖可以直觀看到Vin = 420 V與380 V下，Vout = 300 V，P = 2 kW時對應的占空比D，當D = 1時，則代表無法達到增益要求，當D很小就可以達到增益要求時，說明系統(tǒng)過裕度設計.

對于同時滿足增益要求、裕度又合理的變比n與諧振電感Lr的組合，通過計算對應的電流應力，如式（13）所示選擇最小電流應力下的n與諧振電感Lr.

最終可得到n = 1.07、Lr = 60 μH的計算結果，在該組參數(shù)下，不同輸入、不同負載工況下對應的占空比D與ZV-ZCS區(qū)域如圖10所示. 當Vout = 240 V時，最大占空比出現(xiàn)在Vin = 380 V，P = 2 kW下，D =0.7，當Vout = 300 V時，最大占空比出現(xiàn)在Vin = 380 V，P = 2 kW下，D = 0.92，全負載、全輸入工況均可達到要求，并且裕度合理. 以上兩種輸出工況，在輕載時，占空比較小，為ZV-ZCS區(qū)域;當負載變重，占空比上升，則進入ZVS區(qū)域.

3 ? 仿真分析

基于上文對該變換器的工作模態(tài)與增益的分析，本節(jié)通過PSIM軟件平臺進行仿真驗證，仿真參數(shù)如表3所示，通過在Vin = 380 V，Vout = 300 V輸入輸出工況下，對變換器的滿載與半載功率下進行仿真，驗證其工作模態(tài)、占空比以及ZV-ZCS區(qū)域與理論分析的一致性. 該仿真的輸入輸出工況為輸入最低，輸出最高，因此增益最大，只要該工況滿足增益要求，其他工況均滿足要求，由于篇幅有限，因此不再對其他的輸入輸出工況進行仿真.

圖11為滿載仿真波形，圖11（a）為諧振電流ILr與橋臂輸出電壓Vh的波形圖，可知Vh的占空比D = 0.93，ILr為CCM模式，ILr始終滯后于Vh，這意味著原邊側4個開關管均實現(xiàn)的ZVS.

圖11（b）為滯后橋臂開關管S4的驅動電壓Vgs4與漏源電壓Vds4波形，可見在Vgs4驅動為高電平前，Vds4已降低到0，因此S4實現(xiàn)了ZVS. 而對于開關管S3，其軟開關特性與S4一致，故不再用仿真進行說明.

圖11（c）為超前橋臂開關管S1的驅動電壓Vgs1與漏源電壓Vds1波形，可見在Vgs1驅動為高電平前，Vds1已降低到0，因此S1實現(xiàn)了ZVS. 而對于開關管S2，其軟開關特性與S1一致，故不再用仿真進行說明.

圖11（d）為整流二極管D5 ～ D8電流波形，可見二極管為自然過零形式.

圖12為半載仿真波形，圖12（a）為諧振電流ILr與橋臂輸出電壓Vh的波形圖，可知Vh的占空比D = 0.59，ILr為DCM模式，ILr在V = 0的模態(tài)內下降為0并且保持，直至Vh變?yōu)閂in或-Vin，ILr才開始變化，因此對于滯后橋臂的開關管S3與S4而言，其開通與關斷均為ZCS.

圖12（b）為滯后橋臂開關管S4的驅動電壓Vgs4與漏源電壓Vds4波形，可見在Vds4由高電平變?yōu)?電平（開通時刻）與Vds4由0電平變?yōu)楦唠娖剑P斷時刻），ILr始終為0，因此推出開關管S4的開通與關斷均實現(xiàn)了ZCS. 而對于開關管S3，其軟開關特性與S4一致，故不再用仿真進行說明.

圖12（c）為超前橋臂開關管S1的驅動電壓Vgs1與漏源電壓Vds1波形，可見在Vgs1驅動為高電平前，Vds1已降低到0，因此S1實現(xiàn)了ZVS. 而對于開關管S2，其軟開關特性與S1一致，故不再用仿真進行說明.

圖12（d）為整流二極管D5 ～ D8電流波形，可見二極管電流為斷續(xù)模式，因此實現(xiàn)了關斷時刻的ZCS性能.

由于輸出濾波電容Cout的電流紋波值較高，需對其電壓紋波值進行考量，以滿足工業(yè)應用對紋波電壓的要求. 圖13展示了輸出電壓Vout在滿載下與半載下的波形，其紋波值分別為73 mV（0.024%）與60 mV（0.02%），對于電動汽車充電場合，輸出電壓紋波要求[29]為1%，可見該拓撲及設計參數(shù)能保證合理的電壓紋波值.

4 ? 實驗結果

基于上文的分析和結論，在實驗室環(huán)境下搭建了一臺2 kW的實驗樣機，同仿真的驗證思路，實驗分別在Vin = 380 V，Vout = 300 V輸入輸出工況下，在變換器的滿載與半載功率下進行實驗，驗證其工作模態(tài)、占空比以及ZV-ZCS區(qū)域與理論分析與仿真的一致性.

圖14為滿載仿真波形，圖14（a）為諧振電流ILr，橋臂輸出電壓Vh與副邊整流電流Irect的波形圖，由于二極管電流不易測試，而Irect為二極管電流流出至輸出電容Cout的電流，其可表征二極管電流的特性. 由波形圖可知Vh的占空比D = 0.85，ILr與Irect為CCM模式，ILr始終滯后于Vh，這意味著原邊側4個開關管均實現(xiàn)了ZVS，Irect續(xù)流到零，表征了二極管的電流具有自然過零特性.

圖14（b）為滯后橋臂開關管S4的驅動電壓Vgs4與漏源電壓Vds4波形，可見在Vgs4驅動為高電平前，Vds4已降低到0，因此S4實現(xiàn)了ZVS. 而對于開關管S3，其軟開關特性與S4一致，故不再用實驗進行說明.

圖14（c）為超前橋臂開關管S1的驅動電壓Vgs1與漏源電壓Vds1波形，可見在Vgs1驅動為高電平前，Vds1已降低到0，因此S1實現(xiàn)了ZVS. 開關管S2的軟開關特性與S1一致，故不再用實驗進行說明.

圖15為半載實驗波形，圖15（a）為諧振電流ILr，橋臂輸出電壓Vh與副邊整流電流Irect的波形圖. 由波形圖可知Vh的占空比D = 0.51，ILr與Irect為DCM模式，這意味著原邊側超前橋臂開關管實現(xiàn)了ZVS，而滯后橋臂開關管實現(xiàn)了ZCS. Irect為DCM模式表征了二極管工作于DCM模式，其具有ZCS特性. 對比圖12（d）所示的仿真圖，實驗中，ILr與Irect在斷續(xù)模態(tài)內出現(xiàn)了高頻振蕩，這是由于高頻變壓器上的寄生電容與諧振電感Lr諧振的結果，該振蕩峰值很小，仍可認為滯后橋臂開關管與整流二極管獲得了ZCS性能.

圖15（b）為滯后橋臂開關管S4的漏源電壓Vds4、諧振電流ILr與橋臂輸出電壓Vh的波形，可見在Vds4由高電平變?yōu)?電平（開通時刻）與Vds4由0電平變?yōu)楦唠娖剑P斷時刻），ILr值幾乎為0，因此可知開關管S4的開通與關斷均實現(xiàn)了ZCS. 而對于開關管S3，其軟開關特性與S4一致，故不再用實驗進行說明.

圖15（c）為超前橋臂開關管S1的驅動電壓Vgs1與漏源電壓Vds1波形，可見在Vgs1驅動為高電平前，Vds1已降低到0，因此S1實現(xiàn)了ZVS. 而對于開關管S2，其軟開關特性與S1一致，故不再用實驗進行說明.

圖16展示了變換器在Vin = 380 V，Vout = 300 V下的效率測試曲線，可見變換器滿載效率可達94.57%，半載效率仍達90.7%.

5 ? 結 ? 論

本文針對傳統(tǒng)移相全橋變換器輕載ZVS性丟失以及副邊側二極管反向恢復嚴重等問題，提出了一種新型的ZV-ZCS型移相全橋變換器，以提升變換器工作性能. 該變換器在重載時全部開關管開通實現(xiàn)ZVS，在輕載時超前橋臂開關管開通ZVS，滯后橋臂開通與關斷實現(xiàn)ZCS，副邊二極管實現(xiàn)ZCS. 本文對該變換器工作原理和模態(tài)進行了詳細闡述，建立了該拓撲CCM與DCM下的增益表達式，并給出了主要參數(shù)的設計準則. 通過PSIM仿真驗證了不同工況下的工作模態(tài)、ZV-ZCS區(qū)域和占空比D與理論分析的一致性. 最后搭建了一個2 kW的實驗樣機，實驗結果證明了該拓撲的可行性與理論分析的正確性.

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Inspection and test specifications for electric vehicle charging equipment：part 1 off-board charger：NB/T 33008.1—2018[S]. Beijing：China Electric Power Press，2018：8. （In Chinese）

摘 ? 要：為解決傳統(tǒng)DC/DC移相全橋變換器輕載零電壓開通（Zero-Voltage Switching，ZVS）性能丟失與副邊側二極管嚴重的反向恢復問題，本文通過將傳統(tǒng)DC/DC移相全橋變換器副邊側的濾波電感前移至原邊側，實現(xiàn)重載下原邊側全部開關管的ZVS特性，輕載下滯后橋臂開關管的零電流開通與關斷（Zero-Current Switching，ZCS）特性. 該拓撲可實現(xiàn)副邊二極管的電流在重載下自然過零，輕載下進入電流斷續(xù)模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM），有效削弱二極管反向恢復問題. 通過對該拓撲電流連續(xù)模式（Continuous Conduction Mode，CCM）與DCM模式進行詳細分述，闡明ZV-ZCS特性的實現(xiàn)機理，通過建立該拓撲不同模式下的增益方程，推導關鍵參數(shù)的設計法則，最后通過PSIM仿真與2 kW的實驗樣機驗證了該拓撲的性能與理論分析的正確性.

關鍵詞：直流變換器;移相全橋;零電壓開通;零電流關斷

中圖分類號：TM46? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 文獻標志碼：A

Topology and Design of ZV-ZCS

DC/DC Phase-shifted Full-bridge Converter

CHEN Zhongwei1，2，LI Kui3，CHENG Yijie4，WANG Hongliang3，LENG Yang1，2，LIU Haotian1，2

（1. Limited Economic & Technical Research Institute，State Grid Hunan Electric Power Company，Changsha 410004，China;

2. Hunan Key Laboratory of Energy Internet Supply-Demand and Operation，

State Grid Hunan Electric Power Company，Changsha 410004，China;

3. College of Electrical and Information Engineering，Hunan University，Changsha 410082，China;

4. Changsha Power Supply Company，State Grid Hunan Electric Power Company，Changsha 410007，China ）

Abstract：To solve the loss of zero-voltage switching （ZVS） performance of traditional DC/DC phase-shifted full-bridge converters under light load and the serious reverse recovery problems of the secondary diodes，in this paper，by moving the filter inductor on the secondary side of the traditional DC/DC phase-shifted full-bridge converter to the primary side，the zero-voltage switching （ZVS） performance of all the switches in the primary-side under heavy load is achieved，and the zero-current switching （ZCS） performance of switches in the lagging bridge can be achieved under light load. In addition，the current of the secondary-side diodes obtains natural zero-crossing characteristics under heavy load and enters in discontinuous conduction mode （DCM） under light load，which effectively weakens the diode reverse recovery problem. Continuous conduction mode （CCM） and DCM of the topology are described in detail，and the realization mechanism of ZV-ZCS characteristics is clarified. By establishing the gain equations in different modes of the topology，the design rules of key parameters are inferred. Finally，simulation based on PSIM software and a 2 kW experiment prototype are developed to verify the characteristic of the topology and the correctness of the theoretical analysis.

Key words：DC-DC converters;phase-shifted full-bridge;zero voltage switching;zero current switching

收稿日期：2020-09-22

基金項目：國家重點研發(fā)計劃政府間國際科技創(chuàng)新合作重點專項資助項目（2018YFE0125300），International Science and Technology Cooperation Program of China under Grant（2018YFE0125300）;湖南省科技創(chuàng)新平臺與人才計劃資助項目（2019TP1053），Science-Technology Innovation Platform and Talents Program of Hunan Province（2019TP1053）

作者簡介：陳仲偉（1984—），男，湖南長沙人，國網湖南省電力有限公司正高級工程師

通信聯(lián)系人，E-mail：583297819@qq.com