雙有源橋變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)影響因素及改善對(duì)策

湯旭東， 王學(xué)梅

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510640)

0 引 言

雙有源橋(dual active bridge，DAB)變換器最早在20世紀(jì)90年代由Dedoncker提出[1]，是一種隔離型的雙向DC/DC變換器。擁有高功率密度、高效率、能量雙向傳輸特性和便于級(jí)聯(lián)與并聯(lián)等特點(diǎn)，近十年來得到了越來越多的關(guān)注和研究。目前，DAB變換器在微電網(wǎng)、固態(tài)變壓器、電動(dòng)汽車和儲(chǔ)能系統(tǒng)等領(lǐng)域得到了大量的研究和應(yīng)用[2-4]。

在實(shí)際應(yīng)用中，要求DAB變換器具有高動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。在雙有源橋-超級(jí)電容(DAB-SC)混合儲(chǔ)能系統(tǒng)中，DAB變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度對(duì)系統(tǒng)的整體動(dòng)態(tài)響應(yīng)起著關(guān)鍵的作用。當(dāng)系統(tǒng)的輸入電壓或者負(fù)載發(fā)生擾動(dòng)時(shí)，需要儲(chǔ)能系統(tǒng)快速穩(wěn)定電壓，即使是電壓的短時(shí)波動(dòng)，也會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)的工作不正常[5]。當(dāng)光伏發(fā)電短時(shí)出現(xiàn)陰影情況時(shí)需要對(duì)儲(chǔ)能系統(tǒng)進(jìn)行功率補(bǔ)償，DAB變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度會(huì)直接對(duì)輸出的穩(wěn)定性產(chǎn)生影響[6]。在多電飛機(jī)(more electric aircraft, MEA)電源系統(tǒng)中，電池儲(chǔ)能系統(tǒng)(battery energy storage system, BESS)通過DAB變換器與直流配電總線連接，由于BESS需要提供瞬態(tài)/突發(fā)功率給引擎啟動(dòng)發(fā)電機(jī)，要求DAB變換器有足夠快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)來保證負(fù)載功率連續(xù)[7]。對(duì)于后背式不間斷電源(uninterrupted power supply, UPS)，一般都要求轉(zhuǎn)換時(shí)間在10 ms以內(nèi)，需要DAB變換器擁有較高響應(yīng)速度來滿足UPS的設(shè)計(jì)要求[8]。

因此動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能是DAB變換器能否在相關(guān)場景應(yīng)用并發(fā)揮其優(yōu)勢(shì)的關(guān)鍵。在輸入電壓或者輸出負(fù)載產(chǎn)生擾動(dòng)或者突變時(shí)，DAB變換器的輸出應(yīng)該超調(diào)盡量小，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間足夠短。近年來，許多中外學(xué)者致力于研究改善DAB變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)的對(duì)策。因此，本文主要目的是深入理解當(dāng)前DAB變換器的動(dòng)態(tài)控制策略，對(duì)改善動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度的對(duì)策進(jìn)行全面的比較和分析，并針對(duì)現(xiàn)有控制策略存在的局限性，展望其未來的發(fā)展方向。

1 雙有源橋DC-DC變換器

DAB變換器一般使用移相調(diào)制，單移相(single-phase-shift，SPS)是其最早被提出時(shí)就使用的調(diào)制方法，之后學(xué)者還提出了擴(kuò)展移相(extended-phase-shift，EPS)[9]、雙重移相(dual-phase-shift，DPS)[10]以及三重移相(triple-phase-shift，TPS)[11]等基本調(diào)制方法，可提高DAB變換器效率，但控制相對(duì)復(fù)雜。目前的動(dòng)態(tài)控制方法多基于SPS調(diào)制。

DAB電路拓?fù)淙鐖D1所示。圖1中:n為變壓器變比;Uin和Uo為輸入輸出電壓。設(shè)k=nUin/Uo為電壓傳輸比，k=1時(shí)為理想匹配狀態(tài)，所有開關(guān)管都工作在零電壓開關(guān)(ZVS)狀態(tài)，k≠1時(shí)稱為電壓失配；L為輔助電感和變壓器漏感的總和。DAB變換器SPS調(diào)制電壓電流波形如圖2所示:Uab和Ucd為H橋的端電壓;iL為電感電流;D為Uab和Ucd之間的移相占空比；fs為開關(guān)頻率，如果移相比大于零，Uab超前Ucd，能量從原邊傳遞給副邊，反之移相比小于零，則能量從副邊傳遞到原邊。電感電流iL的波形對(duì)稱，圖1中I0=-I2，I1=-I3。D為SPS調(diào)制的唯一控制變量。SPS調(diào)制下的傳輸功率P為：

(1)

圖1 DAB變換器拓?fù)?/p>

圖2 DAB變換器單移相調(diào)制波形圖

2 DAB變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)的影響因素

2.1 直流偏移

DAB變換器發(fā)生擾動(dòng)時(shí)，移相比產(chǎn)生突變?chǔ)，電感電流產(chǎn)生直流偏移。通過對(duì)SPS調(diào)制DAB變換器移相比突增、突減和正/負(fù)反向四種瞬態(tài)過程的電流進(jìn)行分析[12]3206，移相比突增時(shí)：

(2)

式中：Idc為直流偏移量;ΔD為移相比突增量。

顯然，ΔD越大，直流偏移越大。移相比從0.1跳變至0.5時(shí)仿真波形如圖3所示，電感電流整體向上偏移，瞬態(tài)過程出現(xiàn)了較大的尖峰。在控制環(huán)路不穩(wěn)定時(shí)，移相比的頻繁抖動(dòng)也可能引起微小直流偏移的累積，最終導(dǎo)致不可忽視的直流偏移。

如果不采取措施應(yīng)對(duì)直流偏移，由于存在線路阻抗Rs，在足夠的時(shí)間內(nèi)Idc也會(huì)逐漸減小到零，Rs越小，瞬態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間越長。因此直流偏移影響DAB變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。

圖3 瞬態(tài)電感電流波形(D從0.1到0.5)

2.2 死區(qū)效應(yīng)

圖4 死區(qū)效應(yīng)帶來的移相誤差[17](k=nUin/Uo)

死區(qū)是為了防止同一橋臂開關(guān)管直通而設(shè)置的一個(gè)時(shí)間段。隨著DAB變換器向高頻化發(fā)展，死區(qū)效應(yīng)會(huì)更加突出。死區(qū)效應(yīng)導(dǎo)致相位漂移、電壓極性反轉(zhuǎn)和電壓暫降等現(xiàn)象，這些現(xiàn)象造成功率傳輸模型不精確，導(dǎo)致移相誤差[13]。文獻(xiàn)[14]中死區(qū)時(shí)間設(shè)置為0.6 μs(fs=20 kHz時(shí)約為4.3°相移量)，DAB的移相實(shí)際值與參考值的關(guān)系如圖4所示。當(dāng)移相參考值<10°時(shí)，移相實(shí)際值與參考值始終存在約等于死區(qū)時(shí)間(4.3°)的誤差，移相誤差會(huì)導(dǎo)致電感電流的直流偏移。此外在“死區(qū)”范圍內(nèi)，移相實(shí)際值不受控，會(huì)限制DAB變換器的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)能力。

2.3 非線性特性

DAB變換器的強(qiáng)非線性特性，對(duì)建模和控制帶來了一定的挑戰(zhàn)。DAB變換器的電感電流為純交流，傳統(tǒng)的狀態(tài)空間平均法難以用于DAB建模，一般有兩種平均建模方法來解決這個(gè)問題。第一種是消除開關(guān)頻率交流成分的降階平均模型[15-16]，但是誤差較大且無法利用電感電流進(jìn)行控制；第二種是增加狀態(tài)變量階數(shù)，采用全階連續(xù)或者離散模型[17-18]，但是離散模型不利于進(jìn)行控制器設(shè)計(jì)。

由于DAB變換器的非線性特性，在輕載時(shí)需要的控制器增益較小，在重載時(shí)需要的控制器增益較大[19]。傳統(tǒng)線性控制器，比如PI控制器，需要特定工作點(diǎn)的線性化小信號(hào)模型。PI控制器由于其增益固定，當(dāng)變換器的輸入或者負(fù)載產(chǎn)生較大的變化時(shí)發(fā)生飽和，動(dòng)態(tài)性能較差。此外電壓電流采樣時(shí)，ADC的采樣率有限且低通濾波器限制控制器帶寬，會(huì)影響動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。

3 動(dòng)態(tài)響應(yīng)的改善對(duì)策

將改善DAB變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)的對(duì)策分為兩類：第一類直接以DAB變換器的電感電流直流偏移抑制為目標(biāo)；第二類是針對(duì)傳統(tǒng)線性控制的局限，以改善輸入和負(fù)載突變的動(dòng)態(tài)響應(yīng)為目標(biāo)的改進(jìn)型閉環(huán)控制器。

3.1 抑制直流偏移

3.1.1 瞬態(tài)移相調(diào)制

不同于SPS調(diào)制保持50%占空比不變，瞬態(tài)移相調(diào)制同時(shí)改變驅(qū)動(dòng)脈沖的移相和占空比。文獻(xiàn)[20]在SPS調(diào)制的基礎(chǔ)上提出了非對(duì)稱式雙邊調(diào)制(asymmetric double-side modulation，ADSM)。ADSM調(diào)制方法波形如圖5所示。設(shè)移相比突增ΔD，通過調(diào)節(jié)驅(qū)動(dòng)脈沖使原邊電壓Uab提前(1-x)ΔD·Ts，副邊電壓Ucd延后xΔD·Ts。移相系數(shù)x為：

(3)

調(diào)節(jié)后電感電流迅速轉(zhuǎn)換到穩(wěn)態(tài)，調(diào)節(jié)時(shí)間與線路阻抗Rs大小無關(guān)。文獻(xiàn)[21]進(jìn)一步將該方法應(yīng)用到了EPS調(diào)制。基于SPS調(diào)制，文獻(xiàn)[22]提出的動(dòng)態(tài)控制方法(fast transient control, FTC)通過單獨(dú)控制開關(guān)管S1～S8的移相比來保證伏秒平衡，可在半個(gè)周期之內(nèi)消除直流偏移。但該方法需要DAB變換器電壓匹配，只考慮了能量單向傳輸?shù)那闆r。還有作者提出考慮了移相比突增、突減和正/負(fù)反向四種瞬態(tài)模式的瞬態(tài)移相更新(transient phase-shift updating, TPSU)調(diào)制算法[12]3207。該算法的優(yōu)勢(shì)是可靈活運(yùn)用在需要能量雙向傳輸?shù)膱龊稀?/p>

圖5 移相比增加的非對(duì)稱式雙邊調(diào)制方法波形

3.1.2 預(yù)測(cè)電感電流控制

電感電流控制具有快速響應(yīng)和容易實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)的特點(diǎn)。文獻(xiàn)[23]提出了預(yù)測(cè)電感電流控制器(predictive duty cycle mode，PDCM)，使用預(yù)測(cè)方程計(jì)算移相占空比d1和d2，控制方法如圖6所示。移相比計(jì)算公式如式(4)、式(5)所示。

(4)

(5)

圖6 預(yù)測(cè)占空比控制器電流采樣點(diǎn)與參考點(diǎn)

通過電流控制使電感電流保持對(duì)稱I0=I2，變換器到達(dá)穩(wěn)態(tài)時(shí)d1=d2，因此抑制了直流偏移。該方法需要每個(gè)周期完成兩次電流采樣和占空比的計(jì)算，控制頻率是開關(guān)頻率的兩倍。為了避免在電感電流轉(zhuǎn)折點(diǎn)采樣帶來的噪聲影響，文獻(xiàn)[24]提出了中點(diǎn)電流模式的無差拍電流控制器(middle current mode, MCM)，該方法可作用于功率傳輸在正反兩個(gè)方向切換的情況。

3.1.3 直流偏移抑制方法的比較

瞬態(tài)相移調(diào)制和預(yù)測(cè)電感電流控制都通過改變占空比可使電感電流在一個(gè)開關(guān)周期之內(nèi)達(dá)到穩(wěn)定，與線路阻抗Rs的大小無關(guān)。兩種方法對(duì)比如下：

(1) 對(duì)變換器參數(shù)的敏感性。瞬態(tài)相移調(diào)制與電感L、變壓器變比等參數(shù)無關(guān)，避免了參數(shù)變化的影響。而預(yù)測(cè)電感電流控制，由式(4)可知，占空比的計(jì)算與電感L有關(guān)，一般較難獲得L的精準(zhǔn)值, 導(dǎo)致一定的控制誤差。PDCM方法使用PI控制器對(duì)控制誤差進(jìn)行補(bǔ)償，但對(duì)PI參數(shù)要求較高。

(2) 對(duì)輸入和輸出的要求。移相占空比的計(jì)算需要輸入輸出電壓保持不變。瞬態(tài)相移調(diào)制和預(yù)測(cè)電感電流控制都只適合輸入輸出連接電壓源的情況，DAB變換器工作按電流源模式傳輸功率。

抑制直流偏移的特點(diǎn)如表1所示。MCM控制方法可以工作在功率雙向變化的場合，且設(shè)計(jì)了死區(qū)補(bǔ)償和參數(shù)自動(dòng)補(bǔ)償算法，因此具有更好的控制效果。

表1 抑制直流偏移的控制方法

3.2 改進(jìn)的閉環(huán)控制器設(shè)計(jì)

DAB變換器的動(dòng)態(tài)性能主要取決于閉環(huán)控制器的設(shè)計(jì)。改進(jìn)方法主要分為線性電壓控制器、負(fù)載電流前饋控制、功率控制和模型預(yù)測(cè)控制。

3.2.1 線性電壓控制器

傳統(tǒng)PI電壓控制結(jié)構(gòu)簡單，但動(dòng)態(tài)性能較差。文獻(xiàn)[25]提出了自適應(yīng)PI增益控制器，根據(jù)不同的工作點(diǎn)D自動(dòng)調(diào)節(jié)增益，提升了負(fù)載突變時(shí)的動(dòng)態(tài)性能。文獻(xiàn)[26]提出了魯棒PI控制，利用線性矩陣不等式(LMI)來計(jì)算PI控制器的增益，該方法在工作點(diǎn)D發(fā)生較大范圍變化時(shí)能獲得更小的超調(diào)和動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間。文獻(xiàn)[27]提出了基于LMI的線性二次型調(diào)節(jié)器控制方法，也可提高負(fù)載突變動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。然而在這些方法都比較復(fù)雜，且DAB變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)僅由負(fù)載瞬態(tài)變化時(shí)的電壓誤差決定，因此對(duì)輸入和負(fù)載突變的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力提升有限。

3.2.2 負(fù)載電流前饋控制

變換器負(fù)載發(fā)生突變時(shí)，輸出電壓不會(huì)發(fā)生突變，但負(fù)載電流可以迅速反應(yīng)負(fù)載的變化情況，因此引入負(fù)載電流前饋控制可以有效改善DAB變換器的負(fù)載突變動(dòng)態(tài)響應(yīng)。分為以下三種方法。

(1) 文獻(xiàn)[28]基于諧波模型利用負(fù)載電流io計(jì)算前饋移相比Df，與PI外環(huán)的補(bǔ)償移相比相加后作為SPS調(diào)制的移相比D。作者引入了死區(qū)補(bǔ)償來減輕移相誤差，負(fù)載突變時(shí)輸出電壓調(diào)節(jié)時(shí)間從3.5 ms縮短至1 ms。移相占空比Df與io的關(guān)系通過式(6)計(jì)算。

(6)

式中：io為負(fù)載電流;Df為前饋移相比;ω為開關(guān)角頻率。

圖7 電感電流調(diào)制的負(fù)載前饋控制框圖

(3) 使用高速AD進(jìn)行電流采樣會(huì)增加成本，且低通濾波器會(huì)減小環(huán)路帶寬降低動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。文獻(xiàn)[30]設(shè)計(jì)了非線性擾動(dòng)觀測(cè)器來估計(jì)負(fù)載電流并進(jìn)行前饋控制，引入死區(qū)補(bǔ)償減小電流估計(jì)誤差。文獻(xiàn)[31]提出了使用降階比例積分觀測(cè)器的負(fù)載電流前饋方法，觀測(cè)器的電流估計(jì)精度可高達(dá)98%。兩種方法都使用觀測(cè)器估計(jì)負(fù)載電流，結(jié)合負(fù)載電流前饋實(shí)現(xiàn)了快速負(fù)載突變動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

負(fù)載電流前饋可以顯著改善負(fù)載突變的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，不過由于受輸出濾波器時(shí)間常數(shù)的影響，輸出電壓波動(dòng)無法完全消除，且不能抑制輸入電壓突變的影響。上述三種負(fù)載電流前饋控制對(duì)比如下。

(1) 諧波模型負(fù)載電流前饋需要查表，難以使用DSP等微處理器在線計(jì)算。

(2) 引入電感電流控制內(nèi)環(huán)具有更高的響應(yīng)速度，但需對(duì)電感電流、輸出電流和輸出電壓采樣，成本有所上升，且對(duì)電感電流采樣非常敏感。

(3) 使用電流觀測(cè)器可以省去電流傳感器，該方法成本較低，但要保證觀測(cè)器電流估計(jì)精度需要比較復(fù)雜的設(shè)計(jì)，且會(huì)加重控制器的運(yùn)算負(fù)擔(dān)。

3.2.3 功率控制

直接功率控制(direct power control, DPC)由瞬時(shí)功率理論和直接轉(zhuǎn)矩控制的思想結(jié)合發(fā)展而來，廣泛應(yīng)用于整流器和逆變器中。由式(1)可知，假設(shè)Uin和Uo在一個(gè)控制周期內(nèi)不變，瞬時(shí)傳輸功率P僅與移相比D有關(guān)。因此保證輸出功率不變，負(fù)載一定時(shí)，輸出電壓也能保持穩(wěn)定。文獻(xiàn)[32]將該方法用于DAB變換器，移相比D為：

(7)

式中：p*為功率指令。試驗(yàn)顯示，輸入電壓跳變時(shí)該方法的輸出電壓基本沒有波動(dòng)。

文獻(xiàn)[33]結(jié)合DPC和前饋控制，提出了虛擬直接功率控制(virtual direct power control，VDPC)，該方法需要同時(shí)采樣Uin、Uo和io。功率指令p*為：

(8)

圖8 功率控制方法的聯(lián)系與特點(diǎn)

功率控制方法的聯(lián)系與特點(diǎn)如圖8所示。從式(7)可知，功率控制方法的計(jì)算中無需電感和變壓器變比等參數(shù)，因此避免了參數(shù)誤差的影響。

3.2.4 模型預(yù)測(cè)控制

模型預(yù)測(cè)控制(model predictive control，MPC)是一種非線性控制算法，擁有易于增加約束、魯棒性強(qiáng)和動(dòng)態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)勢(shì)。隨著微處理器計(jì)算性能的提升，MPC逐漸被應(yīng)用到電力電子變換器中。

文獻(xiàn)[35]提出了基于動(dòng)態(tài)矩陣控制(dynamic matrix control, DMC)的模型預(yù)測(cè)控制，DMC能夠根據(jù)系統(tǒng)的階躍響應(yīng)對(duì)變換器進(jìn)行控制，無需復(fù)雜的建模過程。但是由于DMC控制算法計(jì)算量較大，在高頻時(shí)可能出現(xiàn)算力不足。文獻(xiàn)[36]在SPS調(diào)制的基礎(chǔ)上提出了一種模型預(yù)測(cè)控制算法，在輸入和負(fù)載變化時(shí)其輸出電壓幾乎沒有波動(dòng)，擁有非常顯著的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。文獻(xiàn)[37]使用離散狀態(tài)有限控制集(moving discretized control set，MDCS)模型預(yù)測(cè)控制用于提升負(fù)載突變動(dòng)態(tài)響應(yīng)，取得了良好的控制效果。同時(shí)比較了算法的運(yùn)算速度，該算法運(yùn)算時(shí)間為17.4 μs，相比50 μs的控制周期(20 kHz)，有足夠的時(shí)間來完成采樣、通信和濾波等其他功能，算法運(yùn)算速度較快。

3.2.5 改進(jìn)型閉環(huán)控制器的比較

VDPC與MDCS-MPC試驗(yàn)結(jié)果顯示在輸入電壓和輸出負(fù)載突變時(shí)，其輸出電壓基本沒有波動(dòng)，具有最好的控制效果。改進(jìn)的閉環(huán)控制方法的對(duì)比如表2所示。對(duì)比結(jié)果如下：

(1) 負(fù)載電流前饋控制對(duì)負(fù)載擾動(dòng)時(shí)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)改善效果明顯，但是無法對(duì)輸入擾動(dòng)獲得較好的效果。

(2) 功率控制方法與系統(tǒng)的參數(shù)無關(guān)，DPC對(duì)輸入電壓擾動(dòng)具有很強(qiáng)的抑制效果，而VDPC同時(shí)在啟動(dòng)速度，輸入電壓輸出負(fù)載突變等情況都具有較好的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)能力，提升全面。

(3) 非線性控制的MPC具有較好的性能，控制參數(shù)可以適應(yīng)較大的工作點(diǎn)范圍，但傳統(tǒng)MPC對(duì)模型精度要求高，且控制器的結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，在高頻場合可能面臨控制器算力不夠的問題。

表2 改進(jìn)的閉環(huán)控制方法的對(duì)比

4 結(jié)束語

DAB變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能是其能否在儲(chǔ)能系統(tǒng)、電力電子變壓器和電動(dòng)汽車等領(lǐng)域應(yīng)用并發(fā)揮其優(yōu)勢(shì)的關(guān)鍵。本文梳理了直流偏移、死區(qū)效應(yīng)和非線性特性等影響DAB變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能的因素，并對(duì)各種改善對(duì)策進(jìn)行了對(duì)比分析，這些方法可以有效改善動(dòng)態(tài)性能，但控制策略還存在較大的優(yōu)化空間，未來控制算法可以向以下方向發(fā)展。

(1) 向控制算法集成及智能算法發(fā)展。分析可知，各種改善動(dòng)態(tài)響應(yīng)的對(duì)策都具有一定的局限性，未來可集成不同的控制方法，發(fā)揮各自算法的優(yōu)勢(shì)。例如文獻(xiàn)[38]將直接功率控制和滑模控制相結(jié)合，在簡化了滑?？刂破髟O(shè)計(jì)的同時(shí)顯著改善了DAB變換器動(dòng)態(tài)性能。另外隨著微控制器的運(yùn)算性能提升，神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)和深度學(xué)習(xí)等智能算法的在線應(yīng)用成為可能，可針對(duì)DAB變換器在不同場景的應(yīng)用，對(duì)系統(tǒng)的運(yùn)行數(shù)據(jù)進(jìn)行分析學(xué)習(xí)，優(yōu)化控制規(guī)則，進(jìn)一步改善動(dòng)態(tài)性能。

(2) 向多個(gè)控制目標(biāo)發(fā)展。高效率和高動(dòng)態(tài)響應(yīng)是DAB最重要的兩個(gè)控制目標(biāo)。目前改善動(dòng)態(tài)響應(yīng)的方法多以SPS調(diào)制為基礎(chǔ)，只有一個(gè)控制變量缺乏靈活性，可將動(dòng)態(tài)控制算法推廣到擁有更多控制變量的EPS、DPS或TPS等調(diào)制方法。文獻(xiàn)[39]將模型預(yù)測(cè)控制應(yīng)用至EPS調(diào)制，提高了DAB變換器的效率和動(dòng)態(tài)性能。將動(dòng)態(tài)控制算法結(jié)合效率優(yōu)化策略實(shí)現(xiàn)效率和動(dòng)態(tài)響應(yīng)的聯(lián)合優(yōu)化，可更大程度發(fā)揮移相控制的潛能。

(3) 向提高算法的效率發(fā)展。隨著SiC、GaN等寬禁帶半導(dǎo)體器件的應(yīng)用，DAB變換器向著高頻化發(fā)展，但更高的頻率會(huì)帶來更高的處理器算力要求，要求高計(jì)算效率的控制算法。目前如MPC等算法在線計(jì)算效率相對(duì)較低，導(dǎo)致控制速率降低，而離線查表法由于保存的是離散的工作點(diǎn)，在一些場景比如連續(xù)負(fù)載轉(zhuǎn)換的時(shí)候準(zhǔn)確度下降。文獻(xiàn)[40]提出一種Parabolic Carrier的方法與直接功率控制策略結(jié)合，使DSP可以不用進(jìn)行開平方根運(yùn)算，有潛能運(yùn)用在基于寬禁帶半導(dǎo)體的DAB變換器上。通過對(duì)算法復(fù)雜度的優(yōu)化，可以提高計(jì)算效率，節(jié)約內(nèi)存容量，使用更便宜的控制器節(jié)約成本。

(4) 向能量雙向傳輸動(dòng)態(tài)控制算法發(fā)展。在電力電子變壓器、V2G和儲(chǔ)能系統(tǒng)等應(yīng)用中都要求能量的雙向傳輸。目前的動(dòng)態(tài)控制策略大多只分析能量單向流動(dòng)的情況，沒有分析能量雙向傳輸時(shí)的變換器動(dòng)態(tài)性能。因此，有必要在研究控制方法的時(shí)候考慮能量雙向切換的場景，分析能量正負(fù)切換的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。