一種雙環(huán)串聯(lián)頻率綜合器的設(shè)計(jì)

李洪濤

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所,河北石家莊 050081)

0 引言

頻率綜合器作為現(xiàn)代電子設(shè)備和電子系統(tǒng)的基礎(chǔ),被廣泛應(yīng)用于通信、雷達(dá)、干擾、遙控遙測等領(lǐng)域。隨著電磁環(huán)境越來越復(fù)雜,測量精確的要求也日益提高,這就要求頻率綜合器具有寬頻帶和小步進(jìn)的同時(shí)具有更低的相位噪聲[1]。但是上述各個(gè)指標(biāo)之間會(huì)互相影響,因此需要在設(shè)計(jì)時(shí)選擇合適的方案來滿足系統(tǒng)對各個(gè)指標(biāo)的要求。

1 頻率合成技術(shù)原理

頻率合成技術(shù)是將一個(gè)基準(zhǔn)頻率信號變換為所需要的頻率信號的技術(shù)。目前頻率合成的方法可以分為直接頻率合成、鎖相頻率合成和直接數(shù)字頻率合成三種基本的方式[2]。但是在高指標(biāo)頻率綜合器的設(shè)計(jì)中,一般是通過結(jié)合兩種或三種頻率合成方式的混合頻率合成方式來得到高指標(biāo)頻率綜合器。

2 方案設(shè)計(jì)

2.1 方案總體設(shè)計(jì)

常規(guī)的寬帶小步進(jìn)頻率綜合器一般是通過多環(huán)混頻方案實(shí)現(xiàn)。多環(huán)混頻方案至少包括一個(gè)大步進(jìn)環(huán)與一個(gè)小步進(jìn)環(huán),其中大步進(jìn)環(huán)實(shí)現(xiàn)寬帶信號輸出,小步進(jìn)環(huán)實(shí)現(xiàn)小步進(jìn)輸出,通過多環(huán)混頻可以在保證信號輸出相噪極低的同時(shí)實(shí)現(xiàn)寬帶和小步進(jìn)。但是隨著頻率的提高,多環(huán)混頻方案的設(shè)計(jì)變得越來越復(fù)雜,并且受鑒相器指標(biāo)限制,難以實(shí)現(xiàn)極低的相位噪聲。

多環(huán)混頻方案相當(dāng)于多個(gè)環(huán)路相加實(shí)現(xiàn)寬帶,隨著輸出頻帶變寬,方案變得極為復(fù)雜。在此基礎(chǔ)上。本文提出了一種雙環(huán)串聯(lián)方案,首先通過鎖相環(huán)產(chǎn)生一個(gè)窄帶信號,然后通過倍頻及分頻,通過鎖相環(huán)電路將這個(gè)窄帶信號搬移到全頻帶上。方案總體框圖如圖1所示,壓控振蕩器與窄帶信號的倍頻信號及分頻信號多次混頻后產(chǎn)生低頻信號作為反饋信號,通過鑒相器與參考信號鑒相后控制壓控振蕩器鎖定。

圖1 總體方案框圖Fig.1 Block diagram of the overall scheme

首先產(chǎn)生一個(gè)窄帶信號FIN進(jìn)入功分器1分為三路,分別產(chǎn)生一次混頻信號Fmul1、二次混頻信號Fmul2及參考信號FREF。壓控振蕩器輸出信號FVCO經(jīng)過功分器2后分為三路,其中一路作為輸出信號,第二路經(jīng)過分頻器2分頻后入鑒相器2,與參考信號進(jìn)行鑒相,控制壓控振蕩器預(yù)置在需要頻率上[3],第三路先與Fmul1進(jìn)行混頻,然后根據(jù)輸出頻率選擇與Fmul2進(jìn)行混頻后入濾波器2或者直接入濾波器2,經(jīng)濾波器2濾波后的信號Fm2入鑒相器1,與參考信號進(jìn)行鑒相,控制壓控振蕩器鎖定。開關(guān)可以根據(jù)需要切換為預(yù)置電路或鎖定環(huán)路。

2.2 分支電路設(shè)計(jì)

Fmul1產(chǎn)生如圖2所示。窄帶信號經(jīng)過梳狀譜發(fā)生器后產(chǎn)生高次諧波信號[4],通過開關(guān)選擇及濾波器濾波后分別選擇出窄帶信號的三、四、五、六次諧波,即為Fmul1。

圖2 一次混頻信號產(chǎn)生電路Fig.2 Primary mixing signal generation circ uit

Fmul2產(chǎn)生如圖3所示,窄帶信號經(jīng)過八分頻后入梳狀譜,產(chǎn)生的高次諧波信號,通過開關(guān)選擇及四路濾波器分別濾波后選擇出1/8FIN、2/8FIN、3/8FIN、4/8FIN信號,即為Fmul2。

圖3 二次混頻信號產(chǎn)生電路Fig.3 Secondary mixing signal generation circuit

窄帶信號產(chǎn)生如圖4所示,100MHz晶振輸出信號經(jīng)過梳狀譜電路后產(chǎn)生100MHz高次諧波信號,通過功分器分為兩路。其中一路通過濾波器2將信號中的1400MHz信號濾出,另一路通過濾波器1將3000MHz信號濾出,信號經(jīng)過DDS分頻后輸出125±15MHz信號入鑒相器。壓控振蕩器輸出信號與1400MHz信號混頻后經(jīng)過低通濾波器濾波,中頻信號入鑒相器與DDS輸出信號進(jìn)行鑒相,鑒相器根據(jù)兩個(gè)信號的相位及頻率差值輸出相應(yīng)電壓,經(jīng)過環(huán)路濾波器濾波后,控制壓控振蕩器鎖定需要的輸出頻率上。

圖4 窄帶信號產(chǎn)生電路Fig.4 Narrow band signal generation circuit

2.3 變頻方案設(shè)計(jì)

由方案易知:

當(dāng)一中頻信號Fm1直接入濾波器2時(shí),可以將Fmul2視為零頻率,即:

本方案中一中頻及二中頻信號均選擇差頻信號輸出[5],則:

通過推導(dǎo)可得:

將N=3、4、5、6及M=0、1、2、3、4代入公式,則可得:

將FIN=1525±15MHz代入公式,可知當(dāng)k=52、53、54…104時(shí),FVCO輸出頻率可以覆蓋5GHz～10GHz全頻段。

3 指標(biāo)分析

3.1 相位噪聲分析

本方案中總相位噪聲是由晶振、倍頻器、D D S、鑒相器、VCO等引入相位噪聲的疊加。

其中,晶振選擇超低相噪恒溫晶振,其相位噪聲可以達(dá)到-165dBc/Hz@10kHz。

設(shè)PNIN為倍頻前信號在頻偏10kHz處的相位噪聲,則N倍頻后輸出信號在頻偏10kHz處的相位噪聲PNOUT為:

因此1400MHz倍頻輸出信號相噪為:

由于DDS輸入3000MHz參考信號為梳狀譜產(chǎn)生,相噪較低,不會(huì)對DDS輸出信號相噪產(chǎn)生影響,因此僅需要考慮DDS器件產(chǎn)生相噪即可。目前較好的DDS芯片輸出頻率125±15MHz時(shí)相噪可以優(yōu)于150dBc/Hz@10kHz。

由于窄帶信號FIN為1400MHz信號與FDDS信號混頻得到,將1400MHz信號與FDDS信號相噪相加,可以得到窄帶信號FIN相噪約為-141dBc/Hz@10kHz。

隨著信號輸出頻率增高,信號相噪會(huì)惡化,易知當(dāng)Fmul1及Fmul2輸出頻率最高時(shí)相噪最差。

Fmul1的最差相位噪聲為:

PN1=-141+20log(6)≈-125dBc/Hz@10kHz

Fmul2的最差相位噪聲為:

PN2=-141+20log(0.5)≈-147dBc/Hz@10kHz

FREF相位噪聲為:

-141+20log(1/32)≈-171dBc/Hz@10kHz

考慮到常用的分頻器單邊帶相位噪聲一般優(yōu)于-150dBc/Hz@10kHz,即最終FREF相噪PN3優(yōu)于-150dBc/Hz@10kHz。

目前常用的鑒相器歸一化帶內(nèi)相位本底噪聲一般優(yōu)于-220dBc/Hz@10kHz,則鑒相器2引入的相位噪聲為:

PN4=PNfloor+10log(FREF)

=-220+10log(1.54×109/32)

≈-143dBc/Hz@10kHz

壓控振蕩器輸出信號FVCO的帶內(nèi)相噪為Fmul1、Fmul2、FREF及鑒相器引入的相噪之和,最終輸出信號的理論相位噪聲為:

3.2 雜散分析

頻率綜合器中的雜散一般分為近端雜散與遠(yuǎn)端雜散。

本方案中VCO輸出信號經(jīng)過二次混頻后產(chǎn)生的中頻信號入鑒相器進(jìn)行鑒相,經(jīng)過環(huán)路濾波器進(jìn)行濾波可以有效濾除遠(yuǎn)端雜散,結(jié)合空間屏蔽、開關(guān)隔離、電源濾波和濾波器過濾來抑制,產(chǎn)生的雜散非常低,雜散抑制可以達(dá)到75dBc以上。

近端雜散主要是鑒相泄露雜散[6]和DDS產(chǎn)生雜散。其中鑒相泄露雜散可以通過設(shè)計(jì)合適的環(huán)路濾波器來抑制,可以保證75dB以上。由于DDS輸入頻率為3000MHz,輸出頻率為110MHz～140MHz,此時(shí)DDS分頻比N＞21,因此產(chǎn)生的雜散非常低,不會(huì)造成影響。

綜上所述,本方案的最終雜散抑制可以達(dá)到75dBc。滿足系統(tǒng)要求。

3.3 步進(jìn)分析

本方案中的步進(jìn)通過更改D D S的頻率來實(shí)現(xiàn)。目前DDS已經(jīng)可以實(shí)現(xiàn)64位分頻。

由于DDS的參考信號頻率為3000MHz,假設(shè)DDS調(diào)諧控制字64位,則方案中FIN最小步進(jìn)為:

3000×106Hz/264≈1.6×10-10Hz。

由于VCO輸出信號頻率FVCO=FIN/32×(2k+1) (k=39、40…104),則VCO輸出信號最小頻率步進(jìn)為:

1.6×10-10Hz/32×(2k+1)≈1×10-9Hz

4 指標(biāo)分析

通過理論計(jì)算可以知道本方案輸出信號頻率10GHz時(shí)可以實(shí)現(xiàn)-125dBc/Hz@10kHz的相位噪聲。而通過直接倍頻方式產(chǎn)生10GHz信號的理論相位噪聲為:

-165+20log(100)=-125dBc/Hz@10kHz。本方案輸出信號的相位噪聲在理論上已經(jīng)與直接倍頻方式相等。

繼續(xù)繼續(xù)分析可知,本方案的相位噪聲為Fmul1、Fmul2、FREF及PNPD之和。其中,

Fmul1相噪優(yōu)于-125dBc/Hz@10kHz;

Fmul2相噪優(yōu)于-147dBc/Hz@10kHz;

FREF相噪優(yōu)于-150dBc/Hz@10kHz;

PNPD相噪優(yōu)于-143dBc/Hz@10kHz。

通過比較可知本方案主要相噪為Fmul1產(chǎn)生,而Fmul1相噪由1400MHz梳狀譜信號相噪決定,即主要受晶振相噪影響。如果更換指標(biāo)更好的晶振,則本方案的相位噪聲指標(biāo)還可以進(jìn)一步提高。

5 結(jié)語

本文提出了一種雙環(huán)串聯(lián)的寬帶小步進(jìn)低相噪頻率綜合器的設(shè)計(jì)方案,并在方案的基礎(chǔ)上進(jìn)行了理論分析?？梢钥吹皆摲桨附Y(jié)構(gòu)簡單,實(shí)現(xiàn)難度小,在保證寬頻帶和小步進(jìn)的同時(shí)其相噪已經(jīng)可以與直接頻率合成方案的指標(biāo)相當(dāng),具有良好的應(yīng)用前景。