七通道抗干擾GNSS接收機射頻前端設(shè)計*

周建政，李 莉，侯 楊，裴山會，曾敏慧

(中國電子科技集團公司第四十三研究所 微系統(tǒng)安徽省重點實驗室，合肥 230088)

0 引 言

全球衛(wèi)星導航系統(tǒng)(Global Navigation Satellite System，GNSS)能夠為用戶提供高精度的定位、測速、導航和授時等服務(wù)，近年來得到了飛速的發(fā)展與廣泛應(yīng)用，成為了促進和推動社會經(jīng)濟發(fā)展的助推器，更是國防安全的重要保證。但目前的GNSS均存在一些共性問題：衛(wèi)星下行發(fā)射功率低，到達接收機天線的功率僅約-133 dBm[1]；空中電磁環(huán)境比較復(fù)雜，存在各種潛在的或人為的干擾因素,有時干信比可達85 dBc；導航信號的頻率、調(diào)制方式和信號格式都是公開的、固定不變的，易受到人為干擾影響；普通GNSS接收機自身的抗干擾裕度較低，無法對抗強干擾。以GPS(L1)、BDS(B3)D1導航電文、BDS(B3)D2導航電文民用碼為例，接收機的初始抗干擾裕度分別僅約26.86 dB、23.86 dB和13.86 dB，在實際應(yīng)用中一臺發(fā)射功率為瓦量級的小型干擾機就足以使幾十公里范圍內(nèi)的民用接收機無法正常工作[2]。

近年來，GNSS抗干擾技術(shù)的研究深受國內(nèi)外諸多學者的青睞，主要體現(xiàn)在三個方面[3]：星上抗干擾技術(shù)、輔助抗干擾技術(shù)及接收機抗干擾技術(shù)等。其中，星上抗干擾技術(shù)主要體現(xiàn)在衛(wèi)星的有效載荷，信號體制的設(shè)計上。以GPS為例，2018年提供服務(wù)的GPS-IIIF在星上抗干擾技術(shù)就實現(xiàn)了突破與優(yōu)化，如增加了信號可靠性等[4]。輔助抗干擾技術(shù)主要包括偽衛(wèi)星技術(shù)和組合導航技術(shù)等。如文獻[5]利用偽衛(wèi)星技術(shù)解決了室內(nèi)衛(wèi)星信號受限而無法定位的問題。慣性導航系統(tǒng)與GNSS組合是目前最常用的組合導航技術(shù)。實驗表明[6]，采用深組合系統(tǒng)相對于普通接收機或無輔助的組合導航結(jié)構(gòu)，抗干擾性能可以提高 10～20 dB。近年來，GNSS/無線通信基站組合技術(shù)也在一定程度上提高了室內(nèi)導航信號的質(zhì)量。

接收機抗干擾技術(shù)主要指導航接收機對抗強射頻干擾，是目前GNSS抗干擾的主要研究方向。近年來，發(fā)展出了不少的抗干擾方法[7]。接收抗干擾技術(shù)本質(zhì)上是利用導航信號與干擾信號之間的信號特征(如振幅、頻率、時間、空間或極化作用等)差異來完成信號與干擾的分離，從而實現(xiàn)干擾抑制。如基于單天線的信號處理抗干擾技術(shù)，由于采用單天線，不具備空間分辨能力，只能依靠時域抗干擾技術(shù)和變換域抗干擾技術(shù)等來處理某些具有時頻稀疏性的干擾，對多個干擾處理能力不強[8]。而基于天線陣的抗干擾技術(shù)主要有空域抗干擾技術(shù)和空時自適應(yīng)處理技術(shù)。其中，空域抗干擾技術(shù)根據(jù)其實現(xiàn)方式的不同可分為空域自適應(yīng)濾波技術(shù)(也稱自適應(yīng)零陷技術(shù))和波束形成技術(shù)。但是，目前 GNSS 抗干擾技術(shù)的研究[9-13]，一般針對某些特定類型的干擾展開，尚無通用的可以抑制多種類型干擾的抗干擾技術(shù)。

為適應(yīng)復(fù)雜電磁環(huán)境應(yīng)用的需求，級聯(lián)/組合不同類型抗干擾技術(shù)的研究具有重要意義。同時，隨著各大導航系統(tǒng)的不斷發(fā)展，導航衛(wèi)星數(shù)據(jù)大幅增加，多標準兼容的GNSS接收技術(shù)也是一種極為重要的組合導航抗干擾技術(shù)，也是技術(shù)發(fā)展的必然。

本項目研制了一款七通道抗干擾GNSS接收機，旨在利用多模組合導航抗干擾技術(shù)及級聯(lián)/組合空域、時域與頻域等多重抗干擾技術(shù)來應(yīng)對復(fù)雜電磁環(huán)境應(yīng)用的需求。

1 設(shè)計要求

本GNSS接收機的功能框圖如圖1所示，其具有BDS(B3)抗強干擾模式、BDS(B3)普通導航模式和GPS(L1)普通導航模式三種工作模式。為簡潔起見，本文中將BDS(B3)和GPS(L1)分別簡稱為B3和L1，在射頻前端部分分別對應(yīng)B3七通道抗強干擾下變頻、B3單通道普通導航模式下變頻及L1單通道普通導航模式下變頻。因篇幅所限，本文將重點介紹其中GNSS接收機射頻前端部分的抗干擾技術(shù)相關(guān)的研究成果，其他內(nèi)容不作詳述。

圖1 本射頻前端的功能框圖

本射頻前端的抗干擾相關(guān)的主要指標如下：

B3抗強干擾模式下變頻部分最大干信比(RJS,max)85 dBc；輸入1 dB壓縮點(IP1dB)≥-30 dBm；通道間隔離度(ISO)≥52 dB；鏡像抑制(RIM)≥60 dBc；通道間匹配性≤±1.0 dB,≤±10°@fc；帶外抑制≥40 dBc@fc±15.5 MHz或≥70 dBc@fc±20.8 MHz。

B3/L1普通導航模式下變頻部分最大干信比(RJS,max)50 dBc；帶外抑制≥40 dBc@fc±15.5 MHz(對于B3和L1),或≥70 dBc@fc±20.8 MHz(對于B3)，或≥70 dBc@fc±29.75 MHz(對于L1)。

2 射頻前端系統(tǒng)結(jié)構(gòu)設(shè)計

本射頻前端最終采用了如圖2所示的固定本振一次變頻超外差結(jié)構(gòu)。其中B3抗強干擾下變頻采用固定增益模式，B3/L1普通導航模式下變頻采用自動增益控制(Automatic Gain Control,AGC)模式。

圖2 接收機射頻前端系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

3 導航接收機射頻前端抗干擾設(shè)計

3.1 接收機抗干擾設(shè)計整體方案

接收機在實際工作中受到的干擾，不管是潛在干擾還是人為干擾，均可歸為帶內(nèi)干擾或帶外干擾，也可根據(jù)干擾信號帶寬分為窄帶干擾與寬帶干擾。隨著GNSS面臨電磁環(huán)境復(fù)雜程度的增加，在不增加天線陣陣元個數(shù)的前提下，單獨運用時域、頻域、空域及空時域抗干擾技術(shù)時，其局限性越來越明顯。因此，需要根據(jù)系統(tǒng)應(yīng)用場景來設(shè)計抗干擾方法和指標。

本接收機中，為提高接收機對抗多種共存干擾的能力，采用了多域級聯(lián)/組合抗干擾技術(shù)及多模組合抗干擾技術(shù)，并通過綜合天線、射頻下變頻、數(shù)字基帶處理等各階段的特性來完成干擾抑制。

首先，利用天線陣數(shù)字波束形成技術(shù)，并根據(jù)衛(wèi)星信號、干擾以及多徑的不同空域特征自適應(yīng)地調(diào)整陣列加權(quán)，使陣列方向圖形成指向有用信號方向的主波束，并在干擾或多徑方向產(chǎn)生“零陷”，達到增強有用信號、抑制與有用信號方向不同的各類干擾及多徑的目的，即實現(xiàn)空域濾波。其對帶外干擾與帶內(nèi)干擾均有效，對窄帶干擾與帶寬干擾亦均適用，但其無法區(qū)分和期望信號來向相同或者相近的干擾信號。

然后，通過頻域濾波來抑制進入接收系統(tǒng)的窄帶帶外干擾，但由于其不適用于帶內(nèi)干擾與寬帶干擾，故需要射頻前端具有良好的線性度來提高接收機的抗干擾能力。

最后，對于進入系統(tǒng)的殘余窄帶干擾，利用窄帶干擾信號和GNSS信號在時域相關(guān)性方面存在的巨大差異，用時域濾波技術(shù)來做進一步的抑制。由于時域濾波主要是在基帶完成，本文中不作詳述。

由于本系統(tǒng)中綜合了空域濾波、頻域濾波和時域濾波三種技術(shù)，實現(xiàn)優(yōu)勢互補，因此可獲得更佳的抗干擾性能。對于射頻前端本身而言，抗強干擾通道的抗干擾性能取決于射頻鏈路的線性度、帶外抑制特性、通道匹配性和通道間隔離度等。而對于普通導航通道而言，借助于電路自身的線性度、帶外抑制特性和AGC來獲得一定的抗干擾能力。同時，通過多模組合抗干擾技術(shù)來提高導航接收機的整體抗干擾能力與可用性。

3.2 天線陣列設(shè)計

理論上N陣元天線陣列有N-1個自由度，最多產(chǎn)生N-1個零陷，可以抑制N-1個干擾[14]。同時，陣元數(shù)目越多，所形成的天線波束主瓣寬度會越窄。但是陣元數(shù)目越多，系統(tǒng)構(gòu)成就會越復(fù)雜，設(shè)備造價就會越高，重量、體積和功耗都會加大。依據(jù)設(shè)計需求并對以上因素折中考慮，本項目中采用了如圖1所示的七陣元均勻圓陣天線，在理想情況下可以將接收機的抗干擾能力提高至少40 dB[15]。

3.3 射頻前端的高線性度設(shè)計

射頻前端的高線性度是抗強干擾的前提條件，其必須保證在規(guī)定的應(yīng)用場合中，前端各級器件在受到干擾的情況下依然能正常工作在線性狀態(tài)，且中頻輸出功率滿足ADC的輸入電平要求。顯然，射頻前端的線性度指標要求取決于系統(tǒng)的抗干擾需求。

射頻前端的線性度可用兩項指標來描述：1 dB壓縮點(P-1 dB)和三階交調(diào)失真(IMD3)。其中，P-1 dB描述的是電路的大信號非線性特性。要求各級電路的輸入總功率小于該級電路的IP1dB并留有一定裕量，以確保各級電路均工作在線性狀態(tài)。而IMD3則描述的是電路的小信號非線性特性，表征接收機的非線性失真特性。系統(tǒng)要求當輸入一對特定功率(即系統(tǒng)需要接受的最大干信比(RJS,max)對應(yīng)的帶內(nèi)干擾信號功率)與頻率間隔的雙音信號，其產(chǎn)生的三階交調(diào)項(PIM3)小于輸出噪底(Nout)。該值表征了當接收機接收到一個小功率的輸入信號時，在保證能夠輸出滿足信號質(zhì)量要求的信噪比的前提下，能容忍的最大帶內(nèi)干擾信號功率。因此，在導航接收機中需要重點考慮IMD3指標。

已知

IMD3(d)=Pout-PIM3。

(1)

式中：Pout是輸出信號功率。經(jīng)推導，可得

Pin，max=(2OIP3-3G+Nout)/3=

(2OIP3-2G+KTBRF+NF)/3

(2)

式中：Pin,max是最大輸入信號功率，OIP3是射頻前端的輸出三階交調(diào)截點，G是鏈路增益，K是波爾茲曼常數(shù)，T是絕對溫度，BRF為信號帶寬，NF是射頻前端的噪聲系數(shù)。反之，可得

OIP3=(3Pin,max-KTBRF-NF]/2+G,

(3)

IMD3≥Pin,max-KTBRF-NF。

(4)

已知抗強干擾模式下RJS,max為85 dBc，普通導航模式下RJS,max為50 dBc，并設(shè)定NF=2.5 dB時，對于B3抗強干擾、B3普通導航模式和L1普通導航模式來說，理論計算需要IMD3分別大于等于53.25 dBc、18.25 dBc、28.25 dBc。實際工程設(shè)計中，IMD3的設(shè)計值還將留有一定裕量。

由于抗強干擾通道較普通通道具有高得多的線性度要求，限于篇幅，本文僅介紹抗強干擾通道的線性度設(shè)計。為方便討論，在此將抗強干擾通道簡化為圖3所示模型。模型中標明了各級器件的特性，如增益、IP1dB及OIP3等，各節(jié)點的信號定義如表1所示。

圖3 抗強干擾通道簡化模型[16]

表1 模型中各節(jié)點的信號定義

在射頻鏈路設(shè)計時，通?；祛l器的可選性較少，因此，先選定混頻器，可得G2=-7.4 dB,IP1dB-2=21.0 dBm,OIP3-2=24.6 dBm。

下面推導第1、3級電路的線性度指標需求。

(1)對中頻輸出功率的限制。無干擾時，中頻輸出功率需大于A/D采樣的最低信噪比要求的最低采樣功率Pmin的i倍，即

Pin-2×G1×G2×G3≥i×Pmin。

(5)

存在強干擾時，為避免限幅失真，要求中頻輸出功率小于A/D滿幅采樣功率Pmax的1/j，即

Pin-3×G1×G2×G3≤Pmax/j。

(6)

已知所選ADC的Pmax=12 dBm，Pmin=-64.45 dBm,Pin-2=-103.75 dBm，Pin-3=-48 dBm，因此，得

i×j≤(Pin-1/Pin-3)/(Pmin/Pmax)=117.46=20.7 dB。

在滿足系統(tǒng)線性度要求的前提下，為降低系統(tǒng)功耗，令j=12 dB,i=8.7 dB。

(2)為確保每一級電路均工作在線性狀態(tài)，要求每一級的輸入總功率較該級電路的IP1dB小5 dB。即IP1dB-l-P(l-1)-3≥5 dB，其中，l=1,2,3。

(3)為滿足后端抗干擾處理對射頻前端提出的信噪比要求[16]，要求每一級輸出的干擾產(chǎn)生的三階交調(diào)分量(PIM3-l)較噪聲功率(Pl-2)小ndB，即Pl-2-PIM3-l≥nl，其中，l=1,2,3。且三階交調(diào)分量PIM3-l包括本級輸入干擾信號產(chǎn)生的三階交調(diào)分量和上一級產(chǎn)生的三階交調(diào)分量經(jīng)過本級放大后的輸出。

令(Pout-Pnoise)=c，已知(Pout-PIM3)=IMD3，得(Pnoise-PIM3)=(IMD3-c)=n，其中Pout為輸出干擾功率，c為某一常數(shù)。由于在射頻鏈路中，越往后級，IMD3越小，則對應(yīng)的n越小。在此，令n1=18 dB、n2=16 dB和n3=9 dB。

(7)

為方便計算，式(7)在以下計算中取“=”，且PIM3-0=0 mW。因此，有

(8)

(9)

可得

G3≤(Pmax-j-Pin-3-G1-G2)=13.44 dB。

由式(8)可得

(10)

由式(10)可得

由上述推導可知，在給定混頻器時的線性度工程設(shè)計結(jié)果如表2所示。其中，第一級電路內(nèi)部包含有兩級放大器，其線性度指標分配方法同上，在此不再詳述。

表2 在給定混頻器時的線性度工程設(shè)計結(jié)果

3.4 射頻前端的帶外抑制規(guī)劃

眾所周知，射頻前端的帶外抑制特性主要由濾波器來決定。工程實踐中，因缺乏合理的指導原則，往往將帶外抑制指標提得很高，從而導致帶外抑制指標存在過度設(shè)計，不僅會導致濾波器的體積、設(shè)計難度和成本增大，同時群時延和插損特性也會惡化，這顯然不符合導航接收機對高精度、低成本的需求。因此，本射頻前端的帶外抑制規(guī)劃就是在統(tǒng)籌考慮前端鏈路和器件本身，兼顧后端A/D采樣和基帶處理算法對前端提的要求，折中考慮帶外抑制指標與群時延特性等基礎(chǔ)上，根據(jù)整機應(yīng)用需求，合理設(shè)計前端鏈路總的帶外抑制指標，并將總的帶外抑制指標合理地分配到鏈路的各級濾波器中。為此，從帶外抑制的角度，將導航接收機一次下變頻射頻鏈路簡化建模，如圖4所示。其中，Pin-1、Pin-2和Pin-3分別為接收機射頻前端接收到的導航信號功率、輸入噪聲功率、輸入的帶外干擾功率，單位均為dBm。

圖4 航接收機一次下變頻射頻鏈路簡化模型

下面，我們從幾個方面來規(guī)劃射頻前端鏈路的帶外抑制指標。

(1)帶外干擾不能使射頻前端各級器件飽和，即輸入干擾功率應(yīng)低于各級器件的IP1dBkdB，即

R1≥Pin-3+k-IL1-IP1dB-1,

(11)

(R1+R2)≥Pin-3+k+G1-(IL1+IL2)-IP1dB-2,

(12)

(13)

(2)接收機中頻輸出端的帶外干擾功率低于帶內(nèi)噪聲功率ndB，這是后端抗干擾算法對帶外干擾功率提出的限制。

(3)防止中頻采樣混疊。由采樣定理可知，理論上，抽樣序列無失真地重建原始信號的前提是采樣延拓邊帶之間永不重疊或交叉。但工程實踐中，濾波器的矩形系數(shù)肯定大于1，延拓邊帶之間肯定會交叉，如圖5所示。因此，需要控制這個交叉點電平與通帶電平之間的差值，以對混疊帶寬進行抑制，才能向基帶輸出滿足信號質(zhì)量要求的信號。

圖5 中頻采樣混疊原理

在此，帶外抑制至少可細化為兩個具體要求：一是≥δ1dBc@f≤fs/2 &f≥fs;二是≥δ2dBc@f≤fs-fIF+B/2 &f≥2fs-fIF-B/2，其中fs是采樣頻率，fIF是中頻信號的中心頻率，BIF是中頻帶寬。

(4)對某些特定帶外干擾的抑制要求,如接收機的鏡像抑制大于ξdB。

(5)由于射頻前端的群時延非理想特性會影響接收機的測量精度[17]，因此，射頻前端設(shè)計的通道帶寬應(yīng)大于信號所需寬度，使信號主瓣遠離濾波器通帶邊沿，從而優(yōu)化射頻前端的群時延特性。

上述準則(1)～(5)即為接收機射頻前端帶外抑制規(guī)劃的主要方法。根據(jù)本應(yīng)用的實際情況，設(shè)k≥6 dB,δ1≥40 dB,δ2≥65 dB,ξ≥60 dB。

在進行系統(tǒng)帶外抑制指標規(guī)劃與分配時，不僅要考慮上述準則，還需折中考慮實際工程應(yīng)用的其他情況，如各級濾波器的實現(xiàn)難度、體積與成本等。根據(jù)以上規(guī)劃要求，將本項目中的濾波器帶外抑制指標規(guī)劃如圖6～8所示。綜上所述，理論上，本射頻前端的帶外抑制性能如表3所示。

圖6 B3抗干擾模式通道鏈路設(shè)計

表3 本射頻前端的帶外抑制性能預(yù)計

3.5 接收機射頻前端鏈路設(shè)計

根據(jù)3.1～3.4節(jié)所述的理論分析與設(shè)計結(jié)果，可將該射頻前端的鏈路設(shè)計如圖7～9所示，其中B3抗干擾通道的鏈路性能預(yù)算如圖9所示。普通導航模式通道的鏈路預(yù)算類似，不作詳述。

圖7 B3普通通道鏈路設(shè)計

圖8 L1普通導航模式通道鏈路設(shè)計

圖9 B3抗干擾通道鏈路性能預(yù)算

3.6 其他與抗干擾特性相關(guān)的設(shè)計

(1)陣列通道失配是GNSS接收機數(shù)字波束形成技術(shù)在工程實現(xiàn)中必須要考慮的問題[18]。通道失配主要指通道間幅相一致性。在本產(chǎn)品設(shè)計過程中，盡可能地保持各通道器件、電路和版圖等各方面設(shè)計的一致性，并輔助一定的幅相調(diào)試手段來保證通道間的良好匹配性。

(2)多通道間的信號泄露也會對抗干擾性能產(chǎn)生影響。由于系統(tǒng)對通道間隔離度的要求與三階互調(diào)抑制參數(shù)的推算方式基本一致[2]，本文不作詳述。本產(chǎn)品中通道間隔離主要通過以下措施來實現(xiàn)：一是設(shè)計金屬屏蔽腔來實現(xiàn)各通道間、各功能模塊間的物理隔離；二是產(chǎn)品內(nèi)部各功能模塊采用獨立供電，同時借助電源濾波、電源去耦、磁珠等來消弱因電源網(wǎng)絡(luò)而引入的串擾；三是實現(xiàn)整個產(chǎn)品的輸入/輸出地與基板地的良好連接與連續(xù)。

4 產(chǎn)品實物及實測結(jié)果

產(chǎn)品實物照片如圖10所示，部分核心技術(shù)指標的測試結(jié)果如圖11～13所示，主要參數(shù)的實測結(jié)果如表4所示。

圖10 產(chǎn)品實物照片

圖11 B3抗干擾通道IMD3測試曲線

圖12 B3抗干擾通道帶外抑制測試曲線

圖13 B3普通下變頻IMD3測試曲線

表4 產(chǎn)品主要參數(shù)的實測結(jié)果

根據(jù)圖11所示測試結(jié)果與公式(2)可得，本產(chǎn)品的實際RJS,max達84.3 dBc，與設(shè)計預(yù)期(85 dBc)非常吻合，在設(shè)備的測試誤差范圍之內(nèi)，而文獻[15]中同類產(chǎn)品的RJS,max僅為65 dBc。

5 結(jié) 論

由于目前的GNSS普遍存在先天性抗干擾能力弱的缺陷。近年來，GNSS抗干擾技術(shù)的研究深受國內(nèi)外諸多學者的青睞，也獲得了很多的研究成果，但是目前的研究成果一般針對某些特定類型的干擾展開，尚無通用的可以抑制多種類型干擾的抗干擾技術(shù)。

在本文設(shè)計接收機中，為提高GNSS接收機對抗多種共存干擾的能力，采用了空域、頻域及時域多域級聯(lián)/組合抗干擾技術(shù)及多模組合抗干擾技術(shù)，并通過綜合天線、射頻下變頻、數(shù)字基帶處理等各階段的特性來最大限度的提高系統(tǒng)的抗干擾能力。同時，通過理論推導，獲得一套從需求分析反向推導最佳系統(tǒng)設(shè)計參數(shù)的設(shè)計方法。

基于本文設(shè)計方法設(shè)計的產(chǎn)品，通過投產(chǎn)和測試，測試結(jié)果與理論預(yù)計非常吻合，證明該套設(shè)計方法有效可行。與現(xiàn)有文獻相比，本文的理論分析更為透徹，實用性、可操作性更強，并具有良好的普適性，對指導相關(guān)產(chǎn)品的設(shè)計具有理論指導與實用參考的意義與價值。通過該方法可設(shè)計出滿足技術(shù)要求的高性價比產(chǎn)品，但是產(chǎn)品的抗干擾性能是否先進，并不取決于該設(shè)計方法，而取決于技術(shù)需求。若應(yīng)用場合的電磁環(huán)境復(fù)雜，抗干擾需求提得高，相應(yīng)產(chǎn)品的抗干擾能力水平就會高一些；若應(yīng)用場合的電磁環(huán)境尚可，就不必將技術(shù)要求提太高。

值得說明的是，由于本接收機的應(yīng)用場合電磁環(huán)境復(fù)雜，因此，對抗干擾能力提出了較高的要求，通過與同類產(chǎn)品對比，及整機試驗測試，證明本產(chǎn)品的抗干擾能力具有一定的先進性。