一種適合低軌衛(wèi)星通信的寬帶傳輸技術*

熊 韜,廖世文

(廣州海格通信集團股份有限公司，廣州 510663)

0 引 言

低軌衛(wèi)星通信系統(tǒng)憑借其運行軌道低、傳輸時延短、覆蓋范圍廣及組網(wǎng)靈活等優(yōu)勢，可以在任意時間、任意地點和用戶對接，讓全球的用戶享受全方位的通信服務[1]。正是由于上述優(yōu)點，20世紀90年代末，以銥星系統(tǒng)為代表的低軌衛(wèi)星通信迎來了發(fā)展熱潮。但是限于當時衛(wèi)星的制造、發(fā)射和運營成本高昂，同時地面基站的快速、低成本建設使得絕大多數(shù)場景對低軌通信的需求并不是十分迫切，因此在21世紀初低軌衛(wèi)星通信遇到了發(fā)展瓶頸。近年來，隨著低軌衛(wèi)星通信成本的顯著下降，以及地面高帶寬、低時延的第五代移動通信(5G)技術的逐步商業(yè)化，一個以地面5G為基礎、低軌寬帶通信為重要支撐的空地一體化通信的研究正在成為行業(yè)熱點。

正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技術由于其寬帶傳輸性能卓越而被5G所采納，但是由于衛(wèi)星通信場景中發(fā)射功率受限的問題很突出，直接使用OFDM體制會造成發(fā)射信號的峰均比過高，使得功率受限的低軌寬帶通信系統(tǒng)很容易進入功放非線性區(qū)域，從而導致嚴重的帶內(nèi)非線性失真。而與OFDM體制具有良好兼容的離散傅里葉變換擴頻正交頻分復用(Discrete Fourier Transform Spread Spectrum Orthogonal Frequency Division Multiplexing,DFT-s-OFDM)體制在能傳輸高速率數(shù)據(jù)的同時具有低峰均比特性，因此可作為較為理想的低軌寬帶的傳輸體制。

1 DFT-s-OFDM體制

OFDM的調(diào)制過程可以使用快速傅里葉逆變換(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)方法來實現(xiàn)：

(1)

式中：Xi為OFDM調(diào)制之前的符號，N為IFFT的個數(shù)。DFT-s-OFDM 技術是在OFDM的IFFT調(diào)制之前對信號使用DFT獲得頻域信號，然后插入零符號進行擴頻，擴頻信號再通過IFFT 轉換為時域信息，因此DFT-s-OFDM本質上也是一種寬帶技術。圖1所示為DFT-s-OFDM發(fā)送流程。

圖1 DFT-s-OFDM發(fā)送流程

由于DFT-s-OFDM通過一個傅里葉和反傅里葉變換對，IFFT變換后的輸出為輸入符號的加權疊加，使得DFT-s-OFDM傳輸體制具有單載波獨有的低峰均比(Peak-to-Average Power Ratio,PAPR)特性，此特性正好可以應對衛(wèi)星通信過程中發(fā)射功率受限的場景約束。DFT-s-OFDM體制的低PAPR性決定了其在衛(wèi)星通信的寬帶業(yè)務上有著很好的應用前景。

圖2是16正交幅度調(diào)制方式(16 Quadrature Amplitude Modulation,16QAM)下DFT-s-OFDM與OFDM的信號能量概率密度函數(shù)(Probability Density Function,PDF)分布圖及累積分布函數(shù)(Cumulative Distribution Function,CDF)分布圖的仿真結果，可以看出DFT-s-OFDM的峰均比值明顯小于OFDM的峰均比值。在CDF圖中，若以信號能量分布小于10-6為標準比較DFT-s-OFDM和OFDM的峰均比，可以看出信號能量分布為10-6時，DFT-s-OFDM對應的峰均比值為2.73 dB，而OFDMA對應的峰均比值為3.73 dB。因此，OFDM的PAPR比DFT-s-OFDM的PAPR高2.7 dB，這說明DFT-s-OFDM相比OFDM具有更低的PAPR。

(a)PDF分布圖

2 低軌衛(wèi)星與接收機相對運動對寬帶波形產(chǎn)生的影響

寬帶信號的波形結構會隨著低軌衛(wèi)星和接收機之間距離的變化出現(xiàn)兩個維度的影響：一個是相對運動產(chǎn)生的多普勒頻移，另一個是DFT塊的采樣偏差。

如圖3所示，假設衛(wèi)星所在軌道與地球質心的距離為Re，接收機與通信衛(wèi)星之間的距離為Rp，地球的半徑為R0，衛(wèi)星速度是vs，載波頻率為fs，信號帶寬為fd。

圖3 多普勒偏移示意圖

接收機位于P點，通信衛(wèi)星位于S點，兩點相對于地心的夾角為α,

(2)

因此，接收機與通信衛(wèi)星之間的距離為

(3)

由

(4)

得到

β=arcsin(sinαR0/Rp)。

(5)

因而，電磁波到達方向與衛(wèi)星移動速度方向之間的夾角為

(6)

可知，多普勒頻偏為

(7)

式中：fs為載波頻率，衛(wèi)星速度是vs,c為光速。所以多普勒頻移的變化率為

(8)

接收機與衛(wèi)星之間的距離為

(9)

接收機和通信衛(wèi)星之間的距離變化率為

(10)

同時，在接收機收到DFT-s-OFDM信號時，接收機與發(fā)射機之間的距離變化會產(chǎn)生一定的采樣偏差,所以每個DFT塊的最大采樣偏差為

(11)

式中:φ=1/fd為每個碼片所占用的時間，γ=fd/n0為一個DFT信號所占用的碼片長度。

對上述推導進行數(shù)值仿真。仿真過程中，假定低軌衛(wèi)星的運行速度為7.28 km/s,仿真中用時間代替衛(wèi)星的實際位置，討論頻偏、頻偏變化率、每個DFT塊的最大采樣偏差與衛(wèi)星位置之間的相關變化曲線。

如圖4所示，低軌衛(wèi)星在運行過程中產(chǎn)生的頻偏最高接近400 kHz，這么大的多普勒頻偏通過頻偏估計算法來補償是不現(xiàn)實的，即信號在接收前需要進行預補償。目前成熟的預補償方式是通過衛(wèi)星星歷推算衛(wèi)星的位置及接收機的位置信息推算大致的多普勒偏。這其中運算最復雜的是星歷解算，一般的做法是通過衛(wèi)星廣播或者是網(wǎng)絡定時(通常一天更新一次)傳遞參數(shù)給低軌終端或者低軌信關站并由其自行解算。目前國內(nèi)“北斗”導航終端模塊普遍采用這種方式且實時性都很好，并不十分耗資源。這種方式可以把多普勒頻偏殘差降至10 kHz以下。

圖4 多普勒頻偏隨衛(wèi)星位置變化的曲線

圖5的仿真結果表明，在設定足夠長的時間(如圖中7.5 min)下一個OFDM塊會偏差0.02個碼片，因此在循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)的長度設計上必須大于該值。

圖5 每個DFT塊最大采樣偏差變化曲線

3 低軌寬帶傳輸波形設計

根據(jù)衛(wèi)星信道的快速時變特性，低軌寬帶信號可由同步信道和數(shù)據(jù)信道組成。同步信道用于衛(wèi)星信號的快速捕獲和失步后的快速同步；數(shù)據(jù)信道不僅用于數(shù)傳，同時維護信道的同步和快速跟蹤。這里數(shù)據(jù)信道代表一個數(shù)據(jù)時隙，每個時隙由4個DFT-s-OFDM塊組成。每個同步信道后跟隨3個數(shù)據(jù)時隙，如圖6所示。

圖6 低軌物理幀結構圖

由于接收到的信號存在多普勒頻偏殘差，數(shù)據(jù)信道的數(shù)據(jù)子載波映射的過程中需要插入導頻。圖7給出了在發(fā)送端插入導頻的示意圖。

圖7 導頻插入示意圖

為應對不同傳輸速率的需求，本文設計了多檔速率波形，具體參數(shù)見表1。

表1 各檔速率參數(shù)

各檔波形的仿真性能如圖8所示，表明各檔波形在多普勒頻偏小于等于10 kHz的情況下均有較好的表現(xiàn)性能，低速率檔下波形的抗頻偏能力更強。由上一節(jié)的分析可知，低軌衛(wèi)星在實際的運行過程中可以產(chǎn)生近400 kHz的頻偏，但是通過星歷補償大部分頻偏后，殘留頻偏值是小于10 kHz的，而上述仿真表明本文所設計的各檔波形在頻偏10 kHz時的解調(diào)性能下降1 dB左右，對實際使用影響不大。

(a)波形1

4 結 論

本文研究了低軌場景下的寬帶傳輸方法。該方法利用DFT-s-OFDM體制所設計的傳輸波形可以使得傳輸帶寬優(yōu)于200 MHz,并且通過不同的調(diào)制編碼組合實現(xiàn)265 Mb/s、400 Mb/s和600 Mb/s的多檔傳輸速率，仿真結果表明在利用星歷及接收機位置信息去除大部分多普勒頻偏后，本文所提方法具有良好的實用性能。