1 kW離網(wǎng)逆變器的設(shè)計(jì)及應(yīng)用

李鐵栓，閆 寒

（上海理工大學(xué) 光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院，上海 200093）

1 工作原理分析

離網(wǎng)逆變器多數(shù)工作在新能源等戶外環(huán)境，負(fù)載電壓變化范圍不大，要求輸出可靠性高，體積小。在不穩(wěn)定的直流輸入電壓（20～28 V）下仍要穩(wěn)定地輸出交流220 V電壓，就必須升壓至以上，綜合考慮效率等因素設(shè)定為升壓至直流400 V。

逆變器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。該結(jié)構(gòu)分為三級(jí)：① DC/DC高頻推挽電路，DC為直流；② DC/AC H全橋逆變電路，AC為交流；③ EMI（電磁干擾）濾波電路。

圖1 主電路結(jié)構(gòu)Fig. 1 Main circuit structure

主電路結(jié)構(gòu)中：L為火線，N為零線，PE為地線；L1和L2為初級(jí)線圈，并且繞在相同的鐵芯上，一次側(cè)匝數(shù)定義為

N

；L3為次級(jí)線圈；L4、L5為共模抑制線圈；

N

為二次側(cè)匝數(shù)；C0、C1、C2、C3、C4為差模濾波電容；L0為電感；T1為高頻升壓變壓器；M1、M2、M3、M4、M5、M6均為開(kāi)關(guān)管。T1隔離了輸入和輸出電路，之后是肖特基二極管組成的整流橋和L0及C0組成的濾波電路。該結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)是具有高電壓轉(zhuǎn)換比和低輸入紋波電流。通過(guò)調(diào)整M1和M2的方波脈沖的占空比（

D

），在不同的輸入直流電壓

V

（20～28 V）下可以穩(wěn)定地輸出直流電壓

V

（400 V）。計(jì)算公式為

式中，

T

為開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通、關(guān)閉周期。由式（1）推導(dǎo)出

t

，即

由此得出占空比

D

，即

由式（3）可知，關(guān)鍵參數(shù)占空比由

V

、

V

、

N

和

N

決定。另外，需要對(duì)推挽變壓器進(jìn)行相應(yīng)的設(shè)計(jì)，詳見(jiàn)本文第二節(jié)。

隨著冬季的臨近和室外氣溫的下降，必須確保農(nóng)場(chǎng)生物安全，不會(huì)受到保護(hù)家禽和牲畜免受禽流感（AI）、非洲豬瘟（ASF）等致病微生物侵害的消毒劑的影響。并非所有消毒劑在嚴(yán)冬都能很好地發(fā)揮作用，但是德國(guó)朗盛集團(tuán)能為畜牧生產(chǎn)商和養(yǎng)殖戶提供實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo)的兩種選擇——衛(wèi)可S和衛(wèi)可LSP。

H全橋逆變電路采用DSC MC56F8023輸出SPWM，再經(jīng)過(guò)TLP250光耦驅(qū)動(dòng)M3、M4、M5和M6四個(gè)功率開(kāi)關(guān)管，實(shí)現(xiàn)直流到交流的轉(zhuǎn)換。

EMI濾波器可以消除由于高頻產(chǎn)生的共模干擾和差模干擾。

2 高頻推挽變壓器設(shè)計(jì)

高頻推挽變壓器是整體結(jié)構(gòu)中最關(guān)鍵的元件，它將電源輸入端與后級(jí)電路隔離，從而使器件的安全性、可靠性得到了保障。

推挽變壓器采用磁芯幾何常數(shù)法進(jìn)行設(shè)計(jì)，其設(shè)計(jì)流程為：①選擇磁芯材料。由于推挽變壓器為主變壓器，為了盡量縮小其體積，需選擇高飽和磁通密度的鐵氧體材料。②選擇磁芯結(jié)構(gòu)?？紤]到既要降低漏磁和漏感，又要增加散熱面積，本文中選擇ETD49臥式結(jié)構(gòu)。ETD49鐵芯及骨架如圖2所示。③設(shè)定磁芯和線圈參數(shù)。選定磁芯材料和結(jié)構(gòu)后可根據(jù)文獻(xiàn)［5]設(shè)定相應(yīng)參數(shù)。初始參數(shù)如表1所示。④計(jì)算主副繞組圈數(shù)。⑤繞制和組裝變壓器。

圖2 ETD49鐵芯及骨架Fig. 2 ETD49 iron core and the architecture

根據(jù)表1中的參數(shù)計(jì)算一次側(cè)匝數(shù)，即

由初始參數(shù)計(jì)算得出

N

=8匝。二次側(cè)匝數(shù)

N

為

表1 初始參數(shù)
Tab. 1 Initial parameters

參數(shù)名稱 數(shù)值輸入電壓Vi/ V 24輸出電壓Vo/V 400工作頻率f/kHz 15工作磁通Bac/T 0.2波形系數(shù)Kf 4.44功率Pt/kW 1線電流密度J/（A·cm-2） 300電壓調(diào)整率α/% 0.5窗口利用系數(shù)Ku 0.4磁芯橫截面Ac/cm2 2.11

由初始參數(shù)計(jì)算得出

N

=134匝。再根據(jù)上述設(shè)計(jì)流程繞制并組裝推挽變壓器。

3 EMI濾波器設(shè)計(jì)

由于整流二極管和功率開(kāi)關(guān)管中存在的突變電流和電壓，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)變壓器以傳導(dǎo)或輻射的方式產(chǎn)生了EMI，表現(xiàn)為共模干擾（兩輸入線上存在的大小和方向相同的干擾信號(hào)）和差摸干擾（兩輸入線上存在的大小相同而方向相反的干擾信號(hào)）。共模干擾和差模干擾如圖3所示。

圖3 共模干擾和差模干擾Fig. 3 Common mode interference and differential mode interference

圖1中，L4和L5具有相同的匝數(shù)但線圈繞向相反，因此流過(guò)線圈的電流產(chǎn)生相反的磁通，確保磁芯不飽和，并能保持電感不變。共模電感線圈對(duì)共模信號(hào)有很強(qiáng)的抑制作用，而對(duì)差模信號(hào)不起作用。

在允許的情況下，C1、C2電容的取值越大越好。由于其值很難準(zhǔn)確估算，根據(jù)文獻(xiàn)［6]，取0.1 μF。電容的耐壓值必須經(jīng)過(guò)雷擊浪涌后取值，有殘壓，其瞬時(shí)值一般在1000 V·s時(shí)不損壞，按成本較低的Ⅱ級(jí)降額的原則選取，即降額到瞬時(shí)值的約0.3倍，所以電容耐壓值取值為275 V。

電感材料一般為鐵氧體，其頻率范圍要寬，既要保證最高頻率在1 GHz，又要有較高的磁導(dǎo)率。共模扼流電感一般取值為1.5～5 mH，本文取為1.5 mH。

4 驅(qū)動(dòng)電路和脈沖寬度調(diào)制控制

美國(guó)飛思卡爾公司的MC56F8023芯片具有可靠性高、抗干擾能力強(qiáng)、功耗低等優(yōu)點(diǎn)，其更多應(yīng)用在汽車和新能源等領(lǐng)域，適用于離網(wǎng)逆變器的應(yīng)用場(chǎng)合。這是一款集成了數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）和單片機(jī)（MCU）功能的16位數(shù)字信號(hào)控制器（DSC），包含一個(gè)6通道的脈沖寬度調(diào)制（PWM）模塊，分別控制逆變器主電路中的M1～M6六個(gè)開(kāi)關(guān)管。

實(shí)現(xiàn)數(shù)字脈沖寬度調(diào)制控制流程如圖4所示。

圖4 PWM波產(chǎn)生流程圖Fig. 4 Flow chart of the pulse width modulation (PWM)

圖4中，在時(shí)鐘脈沖的作用下，循環(huán)計(jì)數(shù)器的16位輸出逐次增大。寄存器控制16位數(shù)字調(diào)制信號(hào)不斷將其與循環(huán)計(jì)數(shù)器的輸出進(jìn)行比較，當(dāng)調(diào)制信號(hào)大于循環(huán)計(jì)數(shù)器的輸出時(shí)，比較器輸出高電平，否則輸出低電平。循環(huán)計(jì)數(shù)器循環(huán)一個(gè)周期后，向寄存器發(fā)出一個(gè)使能信號(hào)，寄存器收到使能信號(hào)后控制下一組16位數(shù)字調(diào)制信號(hào)。在每個(gè)計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)周期，由于輸入的調(diào)制信號(hào)的大小不同，比較器輸出端輸出的高電平個(gè)數(shù)不一樣，因而產(chǎn)生占空比不同的脈沖寬度調(diào)制波。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)理論分析及計(jì)算，采用本文的主電路作為主功率拓?fù)浜虳SC控制方案，研制了1 kW的20～28 V直流輸入和50 Hz 220 V交流輸出的單相高頻離網(wǎng)型逆變器，并進(jìn)行性能測(cè)試。圖5為推挽電路控制信號(hào)PWM1、PWM2，其中PWM1和PWM2的占空比相同，且最大占空比均小于

T

/2（

T

為PWM周期）。PWM2相位滯后于PWM1信號(hào)

T

/2，即180°。

圖5 推挽電路控制信號(hào)Fig. 5 Control signals of push-pull circuit

圖6為全橋逆變器控制信號(hào)PWM3、PWM4。另外，PWM5、PWM6的波形與圖6類似，均為上、下互補(bǔ)；占空比在5%～95%之間可調(diào)；死區(qū)時(shí)間設(shè)置為4 μs，從而保證了模塊工作的可靠性。由圖6中可知，輸出波形輕微失真，效率略有降低。

圖6 全橋逆變器控制信號(hào)Fig. 6 Control signals of full-bridge inverter

圖7為直流母線電壓（400 V）。示波器上使用的是100倍率的高壓探頭。由于采用軟啟動(dòng)，電壓緩慢上升，從而提高了工作的可靠性。

圖7 直流母線電壓Fig. 7 DC bus voltage

圖8 輸出電壓Fig. 8 Output voltage

圖8為逆變器輸出電壓。示波器上使用的是100倍率的高壓探頭。從實(shí)驗(yàn)波形可以看出，單相高頻離網(wǎng)逆變器具有較好的輸出性能，符合50 Hz 220 V的標(biāo)準(zhǔn)正弦波電壓，在由導(dǎo)通到截止轉(zhuǎn)換時(shí)，會(huì)產(chǎn)生較小的振蕩尖峰，但并不影響電路的正常工作。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，基于DSC的DC/DC/AC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)較大且穩(wěn)定的功率輸出，較一些低成本的集成控制芯片，在高頻驅(qū)動(dòng)和軟啟動(dòng)等方面的性能優(yōu)勢(shì)增強(qiáng)，且更易升級(jí)和維護(hù)。

6 結(jié)論

單相離網(wǎng)逆變器作為能源與設(shè)備的橋梁，其性能的改善會(huì)影響人們的生活環(huán)境和生活質(zhì)量。在綜合考慮單相離網(wǎng)逆變器的應(yīng)用場(chǎng)合后，采用DC/DC/AC三級(jí)主電路結(jié)構(gòu)，重點(diǎn)闡述了推挽變壓器和濾波器的原理和設(shè)計(jì)過(guò)程。采用飛思卡爾的DSC作為主控電路，描述了其控制流程。最后對(duì)逆變器樣品進(jìn)行了測(cè)試分析，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所設(shè)計(jì)的逆變器具有較好的性能。