基于CSPI傳輸協(xié)議的自適應(yīng)均衡器設(shè)計(jì)

趙 斌， 張?jiān)澹?王 照， 徐楓程*

(1. 華南理工大學(xué) 電子與信息學(xué)院，廣東 廣州 510640；2. TCL華星光電技術(shù)有限公司，廣東 深圳 518107)

1 引 言

由于TFT-LCD顯示在尺寸、分辨率和刷新率方面的飛速發(fā)展，大量信號(hào)的快速傳輸要求使得高速串行傳輸逐漸取代傳統(tǒng)的并行傳輸。CSPI是一種點(diǎn)對(duì)點(diǎn)高串行速傳輸協(xié)議，在超高清顯示(UHD)中有著優(yōu)秀的表現(xiàn)[1]。然而隨著高分辨率(e.g. 8 K)和高刷新率(e.g. 120 Hz)面板需求的出現(xiàn),使得串行通道的數(shù)據(jù)傳輸速率急速上升。由于趨膚效應(yīng)和介電損失的存在，高速數(shù)據(jù)在通過信道(e.g. FR-4)時(shí)，不可避免地出現(xiàn)幅值衰減和碼間干擾(ISI)等問題。為了解決這種與頻率強(qiáng)相關(guān)的信號(hào)損失問題，發(fā)送器Tx(Transmitter)使用預(yù)加重技術(shù)[2-3](Pre-emphasis)提前對(duì)可能遭受損失的頻段進(jìn)行增強(qiáng)，接收器Rx(Receiver)使用均衡器技術(shù)[4-5](EQ)對(duì)接收信號(hào)中已損失的頻段進(jìn)行補(bǔ)償。通常來說，二者的增益值是由人根據(jù)信號(hào)眼圖質(zhì)量手動(dòng)進(jìn)行更改的。在TFT-LCD調(diào)試中，PVT(Process Voltage Temperature)的存在使得相同產(chǎn)品不同個(gè)體的最優(yōu)增益值有差別[6]。因此在大規(guī)模制造時(shí)，自適應(yīng)調(diào)節(jié)將替代手動(dòng)調(diào)節(jié)。

在系統(tǒng)層次，針對(duì)Rx的自適應(yīng)設(shè)計(jì)方法可以被分類為兩種：前饋均衡器(FFE)和決策反饋均衡器(DFE)。FFE占用面積和能耗較小，然而由于缺少反饋，均衡器增益也將施加于噪聲，系統(tǒng)的信噪比(SNR)變差。DFE可以改善SNR問題，但操作速率被反饋環(huán)延時(shí)所限制[7]。在信號(hào)處理層次，均衡方式可以被分類為兩種：連續(xù)信號(hào)均衡和離散信號(hào)均衡。連續(xù)信號(hào)均衡的實(shí)現(xiàn)獨(dú)立于時(shí)鐘恢復(fù)機(jī)制之外，不受其影響[8]。離散信號(hào)均衡的實(shí)現(xiàn)需要恢復(fù)時(shí)鐘信號(hào)參與采樣，有高速處理能力。因采樣時(shí)鐘信號(hào)是由高速串行信號(hào)恢復(fù)所得，則由于高頻衰減問題，恢復(fù)時(shí)鐘本身的精確性難以確保，均衡器工作不穩(wěn)定[9]。本文提出把偽隨機(jī)二進(jìn)制序列(PRBS)作為訓(xùn)練數(shù)據(jù)，使用DFE，并以離散信號(hào)均衡的方式進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整的均衡器設(shè)計(jì)。在Rx至Tx方向架設(shè)單向低速通道，在初期無法獲得較為精確的時(shí)鐘信號(hào)時(shí)告知Tx提升預(yù)加重增益，由此解決離散信號(hào)均衡方式中恢復(fù)時(shí)鐘不精確帶來的問題。

2 信道特性

為了量化信道對(duì)信號(hào)的幅值衰減作用，必須先對(duì)信道本身的特性有所了解。圖1為傳輸模型。

圖1 (a) 傳輸模型；(b)有損傳輸模型；(c)趨膚效應(yīng)模型。

在信道(e.g. RG-58，F(xiàn)R-4)上的信號(hào)損失取決于信號(hào)的頻率和信道的長度，高頻下?lián)p失函數(shù)由式(1)表示[10]：

(1)

其中Loss(f)表示損失函數(shù),k表示趨膚效應(yīng)系數(shù)，l表示信道長度，f表示信號(hào)頻率。信號(hào)在信道長度為3 000 mil的FR-4板上的衰減如圖2(a)所示。對(duì)于工作頻率在1.5 GHz的信號(hào)，衰減為8 dB。如圖2(b)所示，此時(shí)眼圖質(zhì)量差，Rx端不足以準(zhǔn)確還原信號(hào)。

圖2 (a) 3 000 mil FR-4下的信號(hào)衰減;(b)1.5 GHz工作頻率下的眼圖。

3 自適應(yīng)均衡器設(shè)計(jì)方案

3.1 自適應(yīng)均衡器架構(gòu)

自適應(yīng)均衡器的總體設(shè)計(jì)如圖3所示。均衡濾波器起到高頻增益的作用；采樣分割負(fù)責(zé)將經(jīng)過增益的信號(hào)轉(zhuǎn)化為標(biāo)準(zhǔn)二進(jìn)制代碼輸出[11]；比較器通過比較實(shí)際輸入與理想值，計(jì)算誤差。比較器控制反饋回路更新濾波器增益。

圖3 自適應(yīng)均衡器架構(gòu)圖

3.2 均衡濾波器

圖4(a)為均衡濾波器，為受到衰減的高頻信號(hào)提供增益。為了獲得更大的帶寬與增益，采用串聯(lián)多個(gè)均衡濾波器的做法。圖4(b)為電容陣列(即圖4(a)中的可變電容部分)，根據(jù)反饋誤差轉(zhuǎn)換的檔位決定接入電路的電容值。本文采用4 bit～16檔位可選機(jī)制，每一個(gè)檔位補(bǔ)償1 dB增益。

圖4 (a) 均衡濾波器;(b) 電容陣列。

3.3 采樣與分割

采樣時(shí)鐘信號(hào)由Tx端鎖相環(huán)模塊產(chǎn)生，抵消差分信號(hào)耦合。信號(hào)眼圖的中央進(jìn)行采樣，并保持采樣結(jié)果一段時(shí)間直到分割器完成工作。分割器作用與鑒幅器原理相同，使得信號(hào)具有較陡峭的上升下降沿，方便比較器獲得精確的比較結(jié)果。

3.4 比較器

圖5 比較器框圖

比較器實(shí)際為一個(gè)數(shù)據(jù)處理單元,如圖5所示。在進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整期間，Rx接受的數(shù)據(jù)均為PRBS碼，碼型已經(jīng)由生成多項(xiàng)式?jīng)Q定，因此在理想值寄存器中可存入Tx送出數(shù)據(jù)的理論值。在計(jì)算得到實(shí)際輸入與理想輸入的誤差后，比較器向驅(qū)動(dòng)IC設(shè)定寄存器查詢誤差閾值。若誤差超過設(shè)定閾值，則向均衡濾波器發(fā)出增加增益檔位的需求；若沒有超過，也會(huì)發(fā)出增加檔位需求，同時(shí)將該檔位記錄為可用檔位。

4 基于CSPI的應(yīng)用

4.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

基于CSPI協(xié)議的系統(tǒng)架構(gòu)圖如圖6所示，自適應(yīng)設(shè)計(jì)位于源驅(qū)動(dòng)芯片(Source IC)Rx端。在系統(tǒng)開機(jī)時(shí)，時(shí)序控制器(Tcon)Tx端通過差分信號(hào)線DATA P/N向Source IC傳輸訓(xùn)練協(xié)議，source IC依次進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)節(jié)。在調(diào)節(jié)過程中，source IC通過LS信號(hào)線與Tcon完成預(yù)加重(Pre-emphasis)和均衡器(Equalizer,EQ)的協(xié)同調(diào)節(jié)，通過FBD-Link信號(hào)線告知Tcon當(dāng)前EQ狀態(tài)。當(dāng)所有source IC完成自適應(yīng)調(diào)節(jié)后，系統(tǒng)進(jìn)入正常顯示模式。

圖6 基于CSPI的系統(tǒng)架構(gòu)圖

4.2 系統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)節(jié)機(jī)制

系統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)節(jié)機(jī)制如圖7所示。系統(tǒng)的自適應(yīng)調(diào)節(jié)包含Tcon到source IC以及source IC到Tcon兩種數(shù)據(jù)發(fā)送機(jī)制。根據(jù)發(fā)送數(shù)據(jù)的主體，系統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)節(jié)機(jī)制又分為訓(xùn)練機(jī)制和回傳機(jī)制。

圖7 系統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)節(jié)機(jī)制

4.2.1 訓(xùn)練機(jī)制

圖8是自適應(yīng)調(diào)節(jié)訓(xùn)練機(jī)制。開機(jī)時(shí)Tcon通過差分信號(hào)線發(fā)送CT信號(hào)給所有source IC，使其建立內(nèi)部時(shí)鐘[1]。成功后，LS信號(hào)被拉至高電位，Tcon發(fā)送CMD_S信號(hào)通知source IC準(zhǔn)備接受PRBS碼，source IC通過PRBS訓(xùn)練找到最佳EQ設(shè)定。如果source IC無法找到任何最佳設(shè)定或突然受到外部干擾導(dǎo)致Rx接收狀態(tài)失鎖[1]，則將LS拉至低電位，通知Tcon增加預(yù)加重，同時(shí)重新發(fā)送CT。source IC將重復(fù)之前步驟直到找到最佳EQ，此時(shí)source IC通過FBD-LINK告知Tcon現(xiàn)在的設(shè)置檔位。Tcon向下一顆source IC重復(fù)以上步驟。

圖8 訓(xùn)練機(jī)制

訓(xùn)練碼內(nèi)容如表1所示。由于LS與FBD-LINK存在多個(gè)子機(jī)復(fù)用的情況，如表2所示，對(duì)于協(xié)議中各段代碼的時(shí)間長度有最小值的要求， 這樣可以保證source IC在訓(xùn)練和回傳時(shí)留有時(shí)間裕量，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。其中，T2僅與Tx端相關(guān)，無最小值要求。

表1 訓(xùn)練碼

表2 訓(xùn)練碼最小時(shí)間要求

4.2.2 回傳機(jī)制

如圖9所示，source IC通過FBD-LINK信號(hào)線向Tcon回傳當(dāng)前EQ設(shè)定的機(jī)制。FBD-LINK回傳協(xié)議由idle、preamble、header、data、end組成。

圖9 FBD-LINK回傳機(jī)制

表3 回傳碼

如表3所示，header、data與end采用曼徹斯特編碼方式。由于這3個(gè)部分可能存在長時(shí)間電平不跳變的情況，使用具有自定時(shí)功能的曼徹斯特編碼可以防止同步時(shí)鐘的丟失以及低頻直流漂移造成的比特錯(cuò)誤。Data部分內(nèi)容決定EQ設(shè)定。在32位Data中，前16位用于表示可用EQ設(shè)定，17～20位用于表示最終的EQ設(shè)定，其余位無內(nèi)容，默認(rèn)為0，用于滿足FBD最小時(shí)間要求。此處，我們選擇將可用EQ設(shè)定中的中位數(shù)作為最終檔位，因?yàn)樵鲆媾c信號(hào)改善效應(yīng)的關(guān)系可概括成二次項(xiàng)系數(shù)為負(fù)的二次函數(shù)，通常情況下中位數(shù)檔位最接近拐點(diǎn)。注意，當(dāng)預(yù)加重值與EQ值都為最大值仍不能滿足要求時(shí)(即無合適檔位可選)，source IC將默認(rèn)設(shè)置為第8檔位。此時(shí)表明僅從信號(hào)本身進(jìn)行加強(qiáng)已無法彌補(bǔ)信道帶來的損耗，需要同時(shí)優(yōu)化改善信道設(shè)計(jì)。如表4所示，Data的0～15位每一位對(duì)應(yīng)EQ增益的一個(gè)檔位。0為不通過(Fail)，1為通過(Pass)。

表4 Data與EQ聯(lián)系

FBD-LINK有兩個(gè)作用：(1)幫助判斷自適應(yīng)機(jī)制是否正常工作。在實(shí)際系統(tǒng)中，無法對(duì)IC內(nèi)部的Rx端對(duì)經(jīng)過AEQ后的信號(hào)進(jìn)行測(cè)量。因此需要借助FBD-LINK的回傳機(jī)制來判斷系統(tǒng)設(shè)計(jì)的有效性。若Tx端接收不到回傳值或者接收到的回傳值內(nèi)容不符合設(shè)計(jì)原理要求，則證明系統(tǒng)設(shè)計(jì)失效。(2)下一顆D-IC自適應(yīng)調(diào)節(jié)的使能。LS為多子機(jī)復(fù)用，使用同一根LS信號(hào)線的source IC無法同時(shí)進(jìn)行EQ訓(xùn)練，否則存在總線競(jìng)爭(zhēng)。因此，對(duì)于one-by-one訓(xùn)練的系統(tǒng)來說，F(xiàn)BD-LINK起到告知Tx當(dāng)前IC已完成訓(xùn)練需要啟動(dòng)下一顆IC訓(xùn)練的作用。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

如圖10所示，分別選取信號(hào)走線最短和最長的兩端D-IC進(jìn)行FBD-LINK回傳信號(hào)讀取。根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)原理，A端信道傳輸距離最短，信號(hào)衰減低，F(xiàn)BD-LINK返回的EQ設(shè)定中，較小的檔位也能通過，通過的檔位數(shù)較多，最后在通過檔位中選取中位數(shù)作為EQ設(shè)定。B端信道傳輸距離最長，信號(hào)衰減高，F(xiàn)BD返回的EQ設(shè)定中，只有一定增益以上的檔位可以通過，通過的檔位數(shù)較少，最后在通過檔位中選取中位數(shù)作為EQ設(shè)定。

圖10 PCB板量測(cè)

圖11(a)、(b)分別為D-IC A和B位置量測(cè)的FBD反饋信號(hào)。將其中Data的內(nèi)容轉(zhuǎn)化為表5與表6。A端所有檔位通過，設(shè)定值為第9檔。B端4～16檔通過，設(shè)定為第10檔。實(shí)測(cè)檔位選擇符合設(shè)計(jì)理論，證明自適應(yīng)均衡器工作正常。

圖11 (a) D-IC A FBD信號(hào)量測(cè)；(b) D-IC B FBD信號(hào)量測(cè)。

表5 A端EQ檔位狀態(tài)及選擇

表6 gB端EQ檔位狀態(tài)及選擇

續(xù) 表

6 結(jié) 論

本文提出一種基于CSPI協(xié)議的自適應(yīng)均衡器設(shè)計(jì)。在Rx設(shè)計(jì)層面，DFE的引入消除了噪聲帶來的影響，離散信號(hào)處理的均衡方式改善了反饋引入后的延時(shí)效應(yīng)。在系統(tǒng)層面，加入FBD-LINK機(jī)制以解決對(duì)信號(hào)采樣時(shí)采樣時(shí)鐘精確性的問題。最后在實(shí)驗(yàn)中通過檢查Tx端的回讀值證明了系統(tǒng)的有效性。該設(shè)計(jì)補(bǔ)償了高頻信號(hào)的衰減，對(duì)于Rx端準(zhǔn)確恢復(fù)高速信號(hào)有重要意義。