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    基于雙PWM 變換器的三相能饋型交流電子負(fù)載研究*

    2020-12-07 05:26:26許立洋方益民劉亞慧
    關(guān)鍵詞:電子負(fù)載線電壓三相

    許立洋 方益民 劉亞慧

    (江南大學(xué)電氣工程與智能裝備研究所 無錫 214122)

    1 引言

    由于各種交流電源設(shè)備在投入實(shí)際應(yīng)用前都要進(jìn)行非常嚴(yán)格的檢測實(shí)驗(yàn),包括老化實(shí)驗(yàn)、動(dòng)靜態(tài)測試等。但是,使用傳統(tǒng)負(fù)載會(huì)造成調(diào)節(jié)不便、精度差、穩(wěn)定性差、極大的能源浪費(fèi)等問題[1]。為了解決以上問題,一般都采用能饋型電子負(fù)載,因此,本文研究了一種基于雙PWM 的三相能饋型交流電子負(fù)載。

    三相能饋型交流電子負(fù)載為交-直-交的兩級(jí)結(jié)構(gòu),分為負(fù)載模擬部分和并網(wǎng)逆變部分,現(xiàn)階段有大部分文章對(duì)負(fù)載模擬部分的指令電流產(chǎn)生算法和并網(wǎng)逆變部分的控制算法進(jìn)行了研究,但是對(duì)于能量傳遞部分的直流側(cè)電壓研究的文章較少,如文獻(xiàn)[2]對(duì)三相能饋型交流電子負(fù)載的直流側(cè)電壓進(jìn)行了分析,并采用了陷波濾波器進(jìn)行濾波;這種方法雖然可以有效地濾除特定頻率的諧波,但是其頻帶很窄,計(jì)算量很大,文獻(xiàn)[3]采用了直流電容直接濾波,這種方法雖然簡單易行,但是濾波效果較差。

    基于以上所述,本文在負(fù)載模擬側(cè)采用了單電流環(huán)的控制策略,并網(wǎng)逆變側(cè)采用了電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制策略,兩部分控制策略均采用SVPWM 調(diào)制算法[4],在能量傳送的直流側(cè)采用自適應(yīng)陷波器進(jìn)行濾波,可以簡化計(jì)算、利于動(dòng)態(tài)調(diào)整,并且具有更好的濾波效果。

    2 電路拓?fù)渑c原理分析

    三相能饋型交流電子負(fù)載主要由負(fù)載模擬變換器(Simulation Converter,SC)和并網(wǎng)變換器(Grid Connection Converter,GCC)構(gòu)成[5],其主電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示。uAo,uBo,uCo為三相電網(wǎng)相電壓;uAi,uBi,uCi為三相測試電源電壓;T 為Δ/Y 型連接的隔離變壓器;SC 部分包括由V1、V6組成的三相IGBT 橋、線等效電阻R1和線等效電感L1;GCC 包括由V7、V12組成的三相IGBT 橋線等效電阻R2和線等效電感L2;DC為直流母線,用來完成SC與GCC之間能量的傳輸。

    圖1 三相能饋型交流電子負(fù)載的主電路拓?fù)?/p>

    三相能饋型交流電子負(fù)載的工作原理如圖2所示。通過上面的介紹可知,系統(tǒng)的功能主要由SC 和GCC 兩個(gè)部分來完成,SC 部分通過電壓采樣電路獲取測試電源的電壓信號(hào)和相位信息,輸入到指令信號(hào)產(chǎn)生單元,指令信號(hào)產(chǎn)生單元根據(jù)設(shè)定負(fù)載形式,由相應(yīng)的指令信號(hào)產(chǎn)生算法計(jì)算生成指令電流信號(hào),而負(fù)載模擬器通過電流控制策略跟蹤指令電流的變化,從而模擬各種特性的負(fù)載功能;GCC 部分通過電壓環(huán)和電流環(huán)的雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)分別控制直流母線電壓和并網(wǎng)電流,實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)接近于-1的能量回饋,最終將能量回饋到電網(wǎng)[6]。

    3 能饋電子負(fù)載的控制策略

    3.1 負(fù)載模擬側(cè)的控制策略

    負(fù)載模擬側(cè)采用單電流環(huán)控制[7],控制結(jié)構(gòu)如圖3 所示,ADC 為模數(shù)轉(zhuǎn)換器;U1m測試電源電壓幅值;θ為測試電源相位;i1ref為指令電流;Gi(s)為電流控制器;Gp(s)為理想狀態(tài)下整流橋的傳遞函數(shù);u1ref為整流橋前側(cè)參考電壓;ui為整流橋輸出側(cè)電壓。

    圖2 三相能饋型交流電子負(fù)載工作原理

    圖3 負(fù)載模擬側(cè)控制結(jié)構(gòu)

    本文中主要以靜態(tài)計(jì)算法提取電子負(fù)載模擬恒電流型負(fù)載時(shí)的給定電流為例,說明了指令電流產(chǎn)生單元的作用[8],對(duì)于恒電流型負(fù)載,設(shè)測試電源電壓為

    待模擬的負(fù)載電流為

    將式(2)展開得:

    對(duì)于三相對(duì)稱電源,若令:

    則:

    將式(4)、(5)代入式(3)可得三相電子負(fù)載A相的期望電流為

    同理,可以得到B、C相的期望電流為

    由式(6)、(7)、(8)可知,只要通過提前設(shè)定的電流幅值和相位,就可以得到瞬時(shí)電流與三相瞬時(shí)電壓的關(guān)系,即模擬電流負(fù)載時(shí)的電流給定信息。

    得到三相電流指令后通過相位同步,坐標(biāo)變換得到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流指令i1ref,與實(shí)際采樣計(jì)算得到的i1通過PI 控制和前饋解耦控制就可以產(chǎn)生三相PWM 整流器交流側(cè)控制量u1ref,最終通過SVPWM調(diào)制就可以得到相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

    3.2 并網(wǎng)逆變側(cè)的控制策略

    為了實(shí)現(xiàn)將測試電源發(fā)出的能量單位功率因數(shù)反饋回電網(wǎng),從能饋電子負(fù)載的整體結(jié)構(gòu)出發(fā)分析功率傳遞過程,如圖1,現(xiàn)設(shè)測試電源側(cè)輸出的A相電壓電流為

    式中,Umi為測試電源電壓幅值;Imi為輸入電流幅值;θi為電壓與電流的相位角。設(shè)并網(wǎng)逆變側(cè)輸出的A相電壓電流為

    式中,Umo為逆變器輸出電壓幅值;Imo為逆變器輸出電流幅值;θo為電壓與電流的相位角。為了使PWM 變換器正常工作,直流母線電壓必須滿足以下條件:

    在理想狀態(tài)下,由穩(wěn)態(tài)有功功率平衡理論可得負(fù)載模擬側(cè)的功率平衡關(guān)系為

    并網(wǎng)逆變側(cè)的功率平衡關(guān)系為

    由于直流母線作為中間級(jí)的關(guān)系,所以其兩側(cè)的系統(tǒng)功率應(yīng)保持平衡,如下:

    將式(12)、(13)代入式(14),可得:

    在穩(wěn)態(tài)時(shí),直流母線電壓為

    由式(15)可知:

    將式(17)代入式(16)可得直流母線上電容的初始電壓為

    由以上分析可知,當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí),直流母線電壓必須保持恒定,且其幅值需等于直流母線電容電壓的初始值,由式(11)可知,直流母線電壓初始值需要大于等于測試電源電壓和并網(wǎng)逆變側(cè)輸出電壓幅值。因此,為了使系統(tǒng)正常工作,在并網(wǎng)前,需要對(duì)直流母線電容進(jìn)行充電,使其滿足上述要求[9]。

    直流母線電壓除了需要滿足上述要求外,還需要對(duì)其諧波進(jìn)行分析,在大功率工作時(shí),測試電源輸入側(cè)可忽略功率損耗,則測試電源三相瞬時(shí)功率為每一相瞬時(shí)功率的和,如下:

    其中,B、C 相電流電壓定義與A 相僅相位各差120°,通過二倍角公式進(jìn)行變換,可得:

    若設(shè)直流母線電壓為uc,其直流分量為udc,其交流分量為uac,則直流母線上輸入的瞬時(shí)功率為

    由式(12)可得:

    由輸入輸出的瞬時(shí)功率平衡得:

    將式(20)、(21)、(22)代入式(23)計(jì)算求解,最終可得:

    當(dāng)θi等于0 的時(shí)候,系統(tǒng)處于單位功率因數(shù)狀態(tài),此時(shí)由式(24)可知直流母線電壓中含有測試三相電源電壓頻率的二次諧波,同理可知,直流母線電壓中也會(huì)含有并網(wǎng)逆變輸出電壓頻率的二次諧波[10]。所以,若果要想提高并網(wǎng)電流質(zhì)量,需要在并網(wǎng)逆變側(cè)的控制環(huán)節(jié)中加入濾波器進(jìn)行濾波,本文采用在電壓外環(huán)串聯(lián)自適應(yīng)陷波器的方法,來濾除特定頻率附近的諧波,以減少并網(wǎng)電流的諧波含量[11]。

    并網(wǎng)逆變器采用雙環(huán)控制策略,分為電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)[12],由于電流環(huán)的控制量id和iq控制方法基本相同,所以這里以d 軸電流環(huán)為例。如圖4所示為電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu),Gi2(s)為電流控制器,采用PI控制器,GH(s)為逆變橋的傳遞函數(shù);Gf(s)并網(wǎng)逆變器輸出電壓的前饋環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)。如圖5 所示為電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu),Gu(s)為電壓控制器,和電流內(nèi)環(huán)一樣采用PI 控制器[13]。直流母線電壓誤差經(jīng)過電壓控制器和電網(wǎng)相位同步得到d 軸的參考電流i*d;經(jīng)過電流內(nèi)環(huán)Gc(s)控制得到并網(wǎng)電流id,再經(jīng)逆變橋傳遞函數(shù)Gv(s)得到逆變橋輸入側(cè)的電流idc2;而直流母線上的電流idc則等于負(fù)載模擬側(cè)的輸出電流idc1與idc2的差值,如圖5 中的Gfa(s)為自適應(yīng)陷波器,其可以消除直流母線上的基頻為50Hz的二次諧波,從而提高并網(wǎng)電流的質(zhì)量。

    圖4 電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)

    圖5 電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu)

    本文采用的自適應(yīng)陷波器的控制結(jié)構(gòu)如圖6所示[14],其中x(k)為帶有諧波的直流母線電壓,而輸入側(cè)的正弦余弦信號(hào)是已知頻率為f0的干擾信號(hào),fs為采樣頻率,將這兩個(gè)信號(hào)分別與ω1、ω2進(jìn)行線性組合,就可以使y(k)接近實(shí)際的干擾信號(hào),這樣就可以將原始信號(hào)中的諧波分量濾除,最后輸出的e(k)就是濾波后信號(hào),而對(duì)于ω1、ω2的調(diào)整是由所選擇的自適應(yīng)算法來完成,本文采用的自適應(yīng)算法為最小均方誤差算法(LMS),該算法迭代速度很快,計(jì)算量?。?5]。

    圖6 自適應(yīng)陷波器控制結(jié)構(gòu)

    使用LMS 算法的自適應(yīng)陷波器具體實(shí)現(xiàn)步驟如下[16]:

    1)初始化濾波器系數(shù),即ω1、ω2。

    2)由濾波器系數(shù)和干擾信號(hào)計(jì)算濾波器輸出,即y(k)。

    3)計(jì)算誤差,即e(k)=x(k)-y(k)。

    4)更新濾波系數(shù),即w(k+1)=w(k)+μe(k)x(k),其中μ為單次調(diào)節(jié)步長。

    5)返回2)迭代執(zhí)行直到達(dá)到迭代次數(shù)。

    4 仿真驗(yàn)證

    4.1 仿真主要參數(shù)設(shè)置

    負(fù)載模擬側(cè):測試電源輸出三相電,相電壓為uAi=220V,頻率為50Hz,輸入電感L1=10mH,線電阻R1=0.1Ω,開關(guān)頻率為10kHz,電流環(huán)的PI 控制器的參數(shù)為kp=22,ki=20。

    并網(wǎng)逆變側(cè):相電壓uAo=220V,直流側(cè)電壓給定為600V,頻率為50Hz,電感L2=2mH,線電阻R2=1Ω,直流母線電容C=1300μF,開關(guān)頻率為10kHz,電壓外環(huán)的PI 控制器參數(shù)為kp=3,ki=2,電流內(nèi)環(huán)d 軸的PI控制器參數(shù)為kp=2,ki=1;q 軸的PI控制器參數(shù)為kp=6,ki=3,自適應(yīng)陷波器的單次調(diào)節(jié)步長μ=1,濾波器階數(shù)為2,ω參數(shù)初始化為0,采樣頻率fs=500Hz,干擾頻率f0=100Hz。

    LMS自適應(yīng)陷波器算法采用Matlab的S-Func?tion 編寫,這樣可以將算法與Simulink 中搭建的其他系統(tǒng)模型聯(lián)系起來。

    4.2 仿真結(jié)果分析

    通過設(shè)置負(fù)載模擬側(cè)中的電流幅值給定為10A;設(shè)置相位與電壓相同,即相位差為0°,測試電源輸出的電流與電壓仿真波形如圖7 所示(電流放大10 倍);設(shè)置相位滯后電壓45°,仿真波形如圖8所示;設(shè)置相位超前電壓45°,仿真波形如圖9 所示。

    圖7 電流與電壓同相位時(shí)負(fù)載模擬側(cè)仿真波形

    圖8 電流滯后電壓45°時(shí)負(fù)載模擬側(cè)仿真波形

    從圖7、8、9 可知,負(fù)載模擬器的起始電流值均為0,但是通過對(duì)指令電流的設(shè)置,負(fù)載模擬器的電流環(huán)可以準(zhǔn)確跟隨指令電流變化,實(shí)現(xiàn)了可以分別模擬純阻性負(fù)載、阻感負(fù)載及阻容負(fù)載的目的。

    在負(fù)載模擬側(cè)模擬純阻性負(fù)載時(shí),其輸出側(cè)的直流母線上的電壓波形如圖10 所示,其中虛線曲線為濾波前的電壓波形,實(shí)線曲線為濾波后的電壓波形,可以看出虛線曲線代表的電壓波形有明顯的波動(dòng),而將其進(jìn)行濾波后的實(shí)線曲線很接近于直流電。

    圖9 電流超前電壓45°時(shí)負(fù)載模擬側(cè)仿真波形

    圖11 、12 分別為濾波前后直流側(cè)的諧波含量圖,可以看出在濾波前直流側(cè)電壓中存在大量的二次諧波,THD 為10.63%,而使用自適應(yīng)陷波器后,濾除了相應(yīng)的諧波,THD也降低到了1.47%。

    圖10 濾波前后直流母線電壓波形

    圖11 直流母線電壓濾波前諧波含量

    圖12 直流母線電壓濾波后諧波含量

    濾波前后并網(wǎng)逆變側(cè)輸出的電壓電流波形如圖13、14所示,僅以A相為例。

    由圖13(a)和圖14(a)可知,并網(wǎng)電流與電壓相位相反,實(shí)現(xiàn)了將被測電源的能量反饋回電網(wǎng)的目的,但是,濾波前的電流峰值約為190A,相位差約為6.7°,也就是其回饋的能量最大約為29.4kW,而濾波后的電流峰值約為203A,相位差約為5.1°,最大回饋能量約為31.6kW。由圖13(b)和圖14(b)可知,在濾波前并網(wǎng)逆變側(cè)輸出電流波形的THD為4.87%,而濾波后輸出波形的THD 降低到了1.28%,降低了輸出電流的諧波含量,從而也提高了能量回饋效率。

    圖13 濾波前并網(wǎng)逆變器側(cè)輸出波形

    圖14 濾波后并網(wǎng)逆變器側(cè)輸出波形

    5 結(jié)語

    針對(duì)于傳統(tǒng)負(fù)載存在的缺陷,本文研究了基于雙PWM 的三相能饋電子負(fù)載,對(duì)電子負(fù)載的電路拓?fù)溥M(jìn)行了分析,并確定了相應(yīng)的控制策略。負(fù)載模擬側(cè)采用了單電流環(huán)控制策略,使得輸出電流可以跟隨指令電流的幅值和相位,并以靜態(tài)計(jì)算法計(jì)算恒流負(fù)載指令電流為例說明了指令電流的產(chǎn)生原理;并網(wǎng)逆變側(cè)采用了電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制策略,不僅保證了直流側(cè)電壓穩(wěn)定,還使得并網(wǎng)側(cè)輸出電流可以與電網(wǎng)電壓反向,實(shí)現(xiàn)能量的高效率回饋電網(wǎng);在直流母線側(cè)加入了自適應(yīng)陷波器,濾除由兩邊系統(tǒng)所產(chǎn)生的二次諧波,以再次提高并網(wǎng)電流質(zhì)量。最后通過Matlab/simulink 搭建了完整的三相能饋電子負(fù)載模型,驗(yàn)證了其負(fù)載模擬側(cè)可以正確地模擬不同特性負(fù)載,直流母線側(cè)降低了諧波含量,并網(wǎng)逆變側(cè)實(shí)現(xiàn)了能量的回饋電網(wǎng)。

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