基于TL494的車用DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

周洪強(qiáng)，林茂津，李淑康，任沛沛

（麗水學(xué)院工學(xué)院，浙江麗水323000）

0 引言

隨著現(xiàn)代科技的不斷發(fā)展，各種電子設(shè)備日益增多，成為生活中不可或缺的一部分，同時(shí)對電源管理的要求也越來越高。人們普遍希望電源的壽命能越來越長，效率高、體積小的開關(guān)電源市場也越來越大[1]。尤其在三輪電動(dòng)車方面，人們對續(xù)航里程的要求普遍提高，導(dǎo)致電源使用效率低的問題日益突出。同時(shí)電動(dòng)車上的電子設(shè)備均需12 V直流供電，如果直流源輸出不穩(wěn)，將對電子設(shè)備的壽命產(chǎn)生很大影響。因此高效、高可靠、大功率的DC/DC轉(zhuǎn)換器對電動(dòng)車來說已經(jīng)不可或缺[2]。

為滿足電動(dòng)三輪車上的12 V直流電源的功能要求，設(shè)計(jì)了一款輸入為直流48～72 V，恒壓輸出12 V，最大電流25A的300 W功率DC/DC轉(zhuǎn)換器。通過研究單向DC/DC轉(zhuǎn)換器的工作原理及Buck工作模態(tài)下對電流紋波的處理方式，提出了基于TL494的單向DC/DC轉(zhuǎn)換器在BUCK模式下的設(shè)計(jì)思路，并對主電路部分的驅(qū)動(dòng)電路、PWM調(diào)制電路、溫度保護(hù)電路、輸出濾波電容、電壓反饋電路、過流保護(hù)電路參數(shù)和器件的選型進(jìn)行了詳細(xì)的介紹和說明，同時(shí)還進(jìn)行了相關(guān)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，通過了參數(shù)調(diào)試和性能測試。

1 工作原理

DC/DC變換是將原直流電源通過調(diào)整PWM（占空比）來控制輸出有效電壓的大小，工作原理如圖1所示。

圖1 降壓型轉(zhuǎn)換器工作原理

在Q導(dǎo)通期間，電源為電感儲能，當(dāng)Q關(guān)斷時(shí)，儲能電感釋放能量，通過負(fù)載和續(xù)流二極管進(jìn)行續(xù)流[3]。當(dāng)Q關(guān)斷時(shí)，儲能電感上的能量不足，由電解電容進(jìn)行放電，其放電回路如圖1中d所示。

圖2為降壓型轉(zhuǎn)換器的基本結(jié)構(gòu)，其中DC/DC轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)功率變換，除此之外，還包括過流保護(hù)、濾波、溫度保護(hù)等電路。輸出電壓、電流通過采樣電路檢測輸出的變化量，并與基準(zhǔn)電壓源進(jìn)行比較，比較放大器通過誤差放大輸出給PWM電路，PWM輸出一定的占空比控制驅(qū)動(dòng)器，驅(qū)動(dòng)器再控制功率開關(guān)器件，進(jìn)而調(diào)整輸出。

圖2 開關(guān)電源的基本結(jié)構(gòu)

2 硬件電路設(shè)計(jì)

2.1 儲能電感的設(shè)計(jì)

經(jīng)過儲能電感的電流只能近似地線性上升或者線性地下降，因此流經(jīng)儲能電感的電流不能突變，這是設(shè)計(jì)DC/DC轉(zhuǎn)換器最基本的條件。電感量越大，電流的曲線就越平滑，電感量越小，電流的曲線就越陡峭[4]。當(dāng)電感量小于一定值時(shí)，假如開關(guān)管剛好截止，電感中儲存的能量也恰好釋放完，這時(shí)就稱為零界電感量。當(dāng)電感量很小時(shí)，開關(guān)管處于截止?fàn)顟B(tài)，儲存在電感中的能量已經(jīng)釋放完，此時(shí)電感中的電流為0，輸出電壓也為0，儲能電感上的電壓就會(huì)產(chǎn)生突變，這在帶有負(fù)載工作時(shí)是決不允許發(fā)生的。因?yàn)檫@種情況下將會(huì)引起電源穩(wěn)壓特性的惡化，甚至產(chǎn)生振蕩電壓，會(huì)使負(fù)載電路間歇性停電，最后引起負(fù)載電路工作不正常。

電感如圖3中L1所示，根據(jù)設(shè)計(jì)目標(biāo)，在本設(shè)計(jì)中最大占空比：

滿載輸入電流：

按設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)取最大紋波電流：

則電感所需的電感量：

圖3 儲能電感電路

在設(shè)計(jì)DC/DC降壓型轉(zhuǎn)換器時(shí)，應(yīng)當(dāng)遵循儲能電感L的值必須大于所確定的電感量的原則，故此處取電感量為39 μH的電感。

2.2 輸出濾波電容

濾波電路如圖3中右半部分所示。輸出濾波電容C的大小直接關(guān)系到輸出紋波電壓的大小，輸出濾波電容C的容量主要取決于穩(wěn)壓電源輸出紋波電壓的要求。輸出電容C的計(jì)算方法：

將相應(yīng)的參數(shù)代入公式（1），其中ΔV為輸出紋波電壓，按設(shè)計(jì)要求取20 mV。

從上述計(jì)算可以得出電容容值選型，在留有一定裕量的情況下，取電容容值為計(jì)算所得結(jié)果的 2 倍，即取為 2 000 μF，采用兩個(gè) 1 000 μF/35 V的電解電容，兩個(gè)電容并聯(lián)，有利于減小電解電容的等效串聯(lián)電阻大小。在電解電容兩端并聯(lián)一個(gè)56 pF的電容可降低其固有電感的影響，有效地濾除高頻及脈沖干擾信號[5]。

2.3 驅(qū)動(dòng)電路

IR2110是美國IR公司生產(chǎn)的一款驅(qū)動(dòng)器，在中小功率轉(zhuǎn)換器中使用尤為廣泛。本設(shè)計(jì)中采用半橋驅(qū)動(dòng)電路，其原理如圖4所示，VCC通過自舉二極管D2、自舉電容C9，給VB一個(gè)自舉電壓，控制HO的輸出。由于設(shè)計(jì)中采用直接驅(qū)動(dòng)方式，輸出阻抗較低，會(huì)引起功率管的快速開通和關(guān)斷，功率管有一定概率受到di/dt的快速變化影響而引起誤導(dǎo)通，所以在驅(qū)動(dòng)器輸出和MOS管之間串聯(lián)一個(gè)20Ω的電阻R25。針對IR2110不能產(chǎn)生負(fù)壓的缺點(diǎn)，采取柵極限流電阻上反并聯(lián)一個(gè)二極管D11進(jìn)行處理，在Q2關(guān)斷期間，將柵極驅(qū)動(dòng)電平鉗位到零電平。柵源極之間阻抗很高，柵源氧化層很容易被擊穿，這主要是由于漏源極間的電壓在突變時(shí)，會(huì)導(dǎo)致電壓通過電容耦合到柵極從而產(chǎn)生柵源尖峰高電壓[6]，所以在Q2柵源極間并聯(lián)一個(gè)穩(wěn)壓管以限制電壓在穩(wěn)壓值以下，保護(hù)Q2不被擊穿。為釋放Q2的柵極電荷，在Q2的柵源極間并聯(lián)一個(gè)10 K的電阻R21，下管Q5工作原理同上管Q2，在下管漏源極間并聯(lián)一個(gè)RC緩沖電路，防止器件開關(guān)瞬間因電流突變而產(chǎn)生漏極尖峰電壓損壞Q5管。半橋驅(qū)動(dòng)電路如圖4所示。

圖4 半橋驅(qū)動(dòng)電路

2.4 PWM控制電路

TL494是一種高性能固定頻率的脈寬調(diào)制控制器，它包含了開關(guān)電源控制所需的全部功能，被廣泛地應(yīng)用于半橋式、全橋式開關(guān)電源[7]。本設(shè)計(jì)中TL494的工作電壓由12腳輸入芯片，VCC由弱電控制電路供電，其原理如圖5所示。其中D0為防反接二極管，R0為功率電阻，D1為12 V的穩(wěn)壓二極管。當(dāng)Control輸入大于20 V時(shí)，VCC輸出為7 V，可以滿足TL494工作電壓的要求，Control輸入增到45 V，因12 V穩(wěn)壓二極管的作用，1腳電壓恒為12 V，3腳輸出10.8 V電壓不變。

圖5 弱電控制電路

TL494的5、6腳可以設(shè)置輸出的開關(guān)頻率，其頻率主要取決于5腳上的電容容值和6腳上的電阻阻值大小。電容、電阻和頻率之間的關(guān)系如公式（2）所示：

本設(shè)計(jì)頻率選取40 kHz，電阻RT選擇標(biāo)稱值為10 K的貼片電阻，電容CT選擇2.7 nF的貼片電容，參數(shù)滿足設(shè)計(jì)要求。

2.5 電壓反饋電路的設(shè)計(jì)

R1、R9、R10、C20、 可 變 電 阻 RW1、R2、R3、C1、R14、C3與TL494的一個(gè)集成運(yùn)放組成PWM脈寬調(diào)制電路。TL494的-IN1腳輸入一個(gè)2.5 V的參考電壓，分壓得到采樣電壓約2.5 V輸入到TL494的同相輸入端+IN1。當(dāng)輸出UO高于12 V時(shí)，F(xiàn)B輸出高電平，TL494的輸出PWM脈沖變窄，使輸出UO變小。當(dāng)輸出UO低于12 V時(shí)，F(xiàn)B輸出低電平，TL494的輸出PWM脈沖變寬，使輸出UO變大，自動(dòng)達(dá)到穩(wěn)壓12 V的目的。R1、R2、R3、RW1是電源的負(fù)載電阻，其作用是防止電源空載時(shí)輸出電壓超過12 V。RW1選擇500 Ω可調(diào)電阻，可以微調(diào)輸出UO的值。C20為加速電容，使輸出電壓的變化快速反饋到PWM控制電路，這里選用100 nF。R10、R9都選擇4.7 K阻值，可防止反相輸入端輸入電流太大。C3選擇100 nF，此電容根據(jù)實(shí)驗(yàn)進(jìn)行確調(diào)整，以匹配反饋模型參數(shù)。電壓反饋電路如圖6所示。

圖6 電壓反饋電路

2.6 溫度保護(hù)電路設(shè)計(jì)

考慮到本設(shè)計(jì)中DC/DC轉(zhuǎn)換器的驅(qū)動(dòng)芯片IR2110工作溫度為-40℃～+125℃，脈寬調(diào)制芯片TL494的工作溫度-40℃～+85℃。因此設(shè)置開始保護(hù)溫度為80℃，100℃時(shí)完全保護(hù)。其溫度保護(hù)原理如圖7所示，由TL494的基準(zhǔn)5 V電壓源通過并聯(lián)一個(gè)4.7 K的熱敏電阻R13，再接兩個(gè)并聯(lián)的電阻R15和R22到地。

圖7 溫度保護(hù)電路

2.7 過流保護(hù)電路設(shè)計(jì)

過流保護(hù)電路原理如圖8所示，R30、R31均采用5mΩ/1W康銅絲采樣電阻，過流保護(hù)起始點(diǎn)電流為25 A。過流保護(hù)開始時(shí)，+IN2端的電壓約為60 mV。R7、R8分別選用9.1 K和100 Ω阻值的貼片電阻，-IN2端電壓固定為：

當(dāng)負(fù)載電流大于25 A時(shí)，+IN2端的電壓大于60 mV，過流保護(hù)動(dòng)作開始，放大器由輸出低電平變?yōu)楦唠娖?，進(jìn)而控制PWM，占空比變小，引起12 V輸出電壓和輸出電流下降，從而使+IN2端電壓變小，輸出電壓降為某個(gè)固定值。

圖8 過流保護(hù)電路

2.8 非門電路

本設(shè)計(jì)中只用到9腳作為TL494的輸出腳，要產(chǎn)生兩路互補(bǔ)的PWM波，需有一個(gè)器件把PWM波反轉(zhuǎn)。這里采用非門芯片HEF4069UB來實(shí)現(xiàn)互補(bǔ)的PWM波，如圖9所示，TL494的9腳E1產(chǎn)生的PWM波經(jīng)過一個(gè)限流電阻進(jìn)入非門芯片1腳，2腳輸出的就是與1腳互補(bǔ)的PWM波。C21為非門芯片的電源腳濾波電容。

圖9 HEF4069UB非門電路

2.9 與門電路

因設(shè)計(jì)中只需要兩路PWM波，故只用到兩個(gè)與門電路。與門電路具體應(yīng)用電路如圖10所示，由TL494輸出的PWM波經(jīng)過限流電阻輸入與門的5腳，再經(jīng)過一個(gè)電阻輸入到與門的6腳，同時(shí)在6腳上串聯(lián)一個(gè)57 pF的電容，電容不斷地充放電，會(huì)形成鋸齒波。鋸齒波與PWM波經(jīng)過與門形成一路帶有延遲的PWM波。另一個(gè)與門的工作原理與此相同。

圖10 HEF4081BT與門電路

3 系統(tǒng)測試

圖11為DC/DC轉(zhuǎn)換器的實(shí)物圖。

圖11 實(shí)物圖

按上述設(shè)計(jì)進(jìn)行DC/DC電路板調(diào)試，輸入電壓為48 V，弱電控制電壓為48 V。上電后測試輸出為12 V。驅(qū)動(dòng)芯片IR2110帶死區(qū)的輸出波形如圖12所示。

圖12 驅(qū)動(dòng)芯片IR2110輸出波形

測試電壓48 V下加不同負(fù)載時(shí)轉(zhuǎn)換效率變化等情況如表1所示。

表1 48 V電壓時(shí)測試情況

測試電壓72 V下加不同負(fù)載時(shí)轉(zhuǎn)換效率變化等情況如表2所示。

表2 72 V電壓時(shí)測試情況

從表1、表2記錄的數(shù)據(jù)可以分析出：當(dāng)電流大于25 A時(shí)，過流保護(hù)電路開始工作，最大輸出功率300 W也符合設(shè)計(jì)要求。

設(shè)定不同溫度的熱風(fēng)槍，對熱敏電阻加熱，查看80°C時(shí)輸出電壓是否下降以及100°C時(shí)是否完全保護(hù)，使輸出降為0，得到測試數(shù)據(jù)如表3所示。

表3 溫度保護(hù)測試情況

由表3可以看出，當(dāng)溫度達(dá)到80°C時(shí)，溫度保護(hù)電路開始工作。當(dāng)溫度達(dá)到100°C，輸出為0，符合設(shè)計(jì)要求。

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)的DC/DC轉(zhuǎn)換器將直流48～72 V作為輸入電壓，實(shí)現(xiàn)12 V恒壓輸出、最大25 A的電流輸出，最大功率300 W。本文設(shè)計(jì)的開關(guān)電源為降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器。因開關(guān)頻率較高，故開關(guān)管的損耗較小，系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率較高，可達(dá)97%?？刂撇糠植捎秒妷弘娏麟p閉環(huán)控制策略，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定12V的輸出。

文中對開關(guān)電源主電路部分的驅(qū)動(dòng)電路、PWM調(diào)制電路、溫度保護(hù)電路、輸出濾波電容、電壓反饋電路以及過流保護(hù)電路等進(jìn)行了設(shè)計(jì)，并對參數(shù)和器件的選型作了詳細(xì)的介紹和說明，還進(jìn)行了相關(guān)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，最后通過實(shí)驗(yàn)調(diào)試和性能測試，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)方案的可行性和實(shí)用性。