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      CCPT系統(tǒng)中基于副邊阻抗調(diào)制技術(shù)的反向信號(hào)與能量疊加傳輸技術(shù)研究

      2020-07-14 10:43:36吉小軍
      宇航計(jì)測技術(shù) 2020年2期
      關(guān)鍵詞:諧振電容傳輸

      劉 超 戴 明 趙 勇 蔡 萍 吉小軍

      (1.上海交通大學(xué)電子信息與電氣工程學(xué)院,上海 200240;2.中國船舶重工集團(tuán)公司第704研究所,上海 200310)

      1 引 言

      近年來,無線電能傳輸技術(shù)(Wireless Power Transfer,WPT)受到廣泛關(guān)注,應(yīng)用的領(lǐng)域不斷拓寬。目前,無線電能傳輸技術(shù)的研究主要集中在電磁感應(yīng)、微波、磁共振、激光等幾個(gè)方面。其中感應(yīng)耦合電能傳輸(Inductively Coupled Power Transfer,ICPT)技術(shù)的研究和應(yīng)用最為廣泛[1]。但是在ICPT技術(shù)中,電磁干擾嚴(yán)重以及不能適用金屬環(huán)境等問題,限制了它的應(yīng)用范圍。因此,抗干擾性強(qiáng)、對(duì)金屬障礙物不敏感的電容耦合能量傳輸技術(shù)(Capatively Coupled Power Transfer,CCPT)具有其天然的優(yōu)勢,目前已被運(yùn)用于轉(zhuǎn)軸、手持設(shè)備、人體內(nèi)設(shè)備以及汽車等設(shè)備的無線電能傳輸。

      在工業(yè)測控領(lǐng)域的許多應(yīng)用場合,不僅要實(shí)現(xiàn)非接觸無線供電,也要實(shí)現(xiàn)測試數(shù)據(jù)的回傳功能。在以往的無線測量中,數(shù)據(jù)傳輸主要是通過RF來實(shí)現(xiàn)。但在高速轉(zhuǎn)動(dòng)、強(qiáng)電磁輻射以及其它復(fù)雜的工況下,這種信號(hào)傳輸方式可靠性很差。因此本文旨在研究一種借助感應(yīng)供電本身、不借助其它通訊方式的高可靠性信號(hào)回傳方案。

      在WPT系統(tǒng)中,基于ICPT系統(tǒng)已經(jīng)有不少學(xué)者做過信號(hào)的傳輸方案研究[2~4]但CCPT系統(tǒng)中尚無看到研究報(bào)道?;贑CPT系統(tǒng)中E類放大器的工作特性,原邊與副邊可看作是在同一個(gè)電路中通過耦合電容進(jìn)行能量與數(shù)據(jù)的傳輸,不存在ICPT系統(tǒng)中耦合系數(shù)的概念。CCPT系統(tǒng)的信號(hào)回傳方案具有更小的功率波動(dòng)以及更高的傳輸效率,因此在工業(yè)測控運(yùn)用中具有其天然的優(yōu)勢,研究CCPT系統(tǒng)的信號(hào)傳輸具有非常大的工程意義。本文提出了在CCPT系統(tǒng)基于阻抗調(diào)制技術(shù)的反向信號(hào)傳輸技術(shù)方案,信號(hào)經(jīng)過耦合電容進(jìn)行傳輸。對(duì)目前應(yīng)用比較廣泛的E類放大器結(jié)構(gòu)進(jìn)行了分析,對(duì)本文所引入的信號(hào)回傳部分進(jìn)行了理論推導(dǎo)以及仿真,確立了基于AM調(diào)制方式的信號(hào)傳輸方案在CCPT系統(tǒng)中的可行性。

      2 系統(tǒng)總體方案

      整個(gè)系統(tǒng)可分為能量傳輸部分與信號(hào)傳輸部分,共用一對(duì)電容極板,通過載波實(shí)現(xiàn)疊加傳輸,其系統(tǒng)框圖如圖1所示。在能量傳輸部分,直流電壓通過由PWM控制的E類放大器結(jié)構(gòu)逆變成為特定頻率的交流電壓。交流電壓通過耦合電容極板耦合到副邊,在副邊經(jīng)過逆變與穩(wěn)壓后為副邊測量系統(tǒng)提供電源。

      圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

      在信號(hào)傳輸部分,由于副邊的阻抗變化會(huì)對(duì)整個(gè)電路的諧振狀態(tài)造成影響進(jìn)而影響原邊漏源電壓峰值,因此在電路中以MOSFET作為高速開關(guān),MOSFET關(guān)斷時(shí),整個(gè)電路處于諧振狀態(tài);MOSFET導(dǎo)通時(shí)會(huì)將調(diào)制電阻并入副邊電路中,從而改變副邊的整體阻抗,使電路偏離諧振點(diǎn)而處于次優(yōu)工作狀態(tài)。通過二種狀態(tài)的切換,可在原邊通過對(duì)漏源電壓進(jìn)行檢波來恢復(fù)出所傳輸?shù)臄?shù)字信號(hào)。

      在檢波部分采用了二極管檢波和有源、無源濾波相結(jié)合的方式,進(jìn)一步降低了來自外界的干擾。

      3 信號(hào)與能量傳輸電路拓?fù)?/h2>

      3.1 系統(tǒng)整體概述

      本文所提出的CCPT系統(tǒng)簡化結(jié)構(gòu)如圖2所示,原邊和副邊通過兩對(duì)電容極板進(jìn)行能量與信號(hào)的傳輸。能量的傳輸為原邊向副邊的單向傳輸,信號(hào)的傳輸為副邊向原邊的單向傳輸。電能傳輸采用E類放大器電路,由PWM波驅(qū)動(dòng)的MOSFET、扼流電感Lf、由銅片組成的諧振電容CS1和CS2、諧振電感LS、整流器以及負(fù)載構(gòu)成。MOSFET被驅(qū)動(dòng)器產(chǎn)生的PWM波所驅(qū)動(dòng),此驅(qū)動(dòng)信號(hào)決定了MOSFET的通斷時(shí)間。R為副邊等效負(fù)載。

      信號(hào)傳輸方式則是在電能傳輸電路的基礎(chǔ)上,在副邊并入了模擬開關(guān)以及電阻R1。由于負(fù)載電阻的變化將影響MOSFET漏極峰值電壓,因此可在副邊控制模擬開關(guān),原邊通過峰值檢波電路采集MOSFET漏極電壓峰值的變化,恢復(fù)成數(shù)字信號(hào),從而實(shí)現(xiàn)信號(hào)從副邊向原邊的反向傳輸。

      圖2 CCPT系統(tǒng)簡易電路結(jié)構(gòu)

      圖3為E類放大器處于諧振狀態(tài)時(shí)系統(tǒng)的等效電路。由于扼流電感足夠大,因此可認(rèn)為直流源和扼流電感可等效為一個(gè)直流電流源II。rDS為導(dǎo)通電阻,當(dāng)晶體管導(dǎo)通時(shí)所有存儲(chǔ)的能量以導(dǎo)通電阻形式耗散。C1為等效并聯(lián)電容,是MOSFET電容與并聯(lián)電容的等效值。CS為調(diào)諧電路的等效調(diào)諧電容,LS為等效調(diào)諧電感,與等效負(fù)載R一同構(gòu)成LCR串聯(lián)諧振電路[5]。

      圖3 諧振狀態(tài)時(shí)等效電路

      3.2 副邊阻抗變化對(duì)電能傳輸系統(tǒng)影響機(jī)理分析

      為具體分析E類放大器副邊阻抗變化對(duì)原邊電力開關(guān)器件所產(chǎn)生的影響,現(xiàn)作如下假設(shè):

      (1)晶體管與反向并聯(lián)的二極管構(gòu)成一個(gè)導(dǎo)通電阻為零、斷開電阻無窮大的理想開關(guān)。

      (2)扼流電感足夠大使得輸入電流近似為直流。

      (3)LCR諧振電路品質(zhì)因素QL足夠高,使得流入諧振電路電流近似于正弦。

      (4)占空比D=0.5。

      流過串聯(lián)諧振電路的電流I為正弦波表示為

      I=Imsin(ωt+φ)

      (1)

      式中:Im——電流I的幅度;ω——電流I的角頻率;φ——電流I的初始相位。

      根據(jù)圖2及公式(1),由Kirchhoff's Current Law可得

      IS+IC1=II-I=II-Imsin(ωt+φ)

      (2)

      式中:IS——流過MOSFET的等效電流;IC1——流過等效并聯(lián)電容電流。

      在0<ωt≤π時(shí),開關(guān)導(dǎo)通,IC1=0。因此根據(jù)公式(2),流過MOSFET的電流可表示為

      (3)

      當(dāng)π<ωt≤2π時(shí),開關(guān)斷開,IS=0。因此流過并聯(lián)電容的電流可表示為

      (4)

      漏源兩端電壓為

      (5)

      由于扼流電感Lf流過的電流可認(rèn)為是直流,其兩端的壓降為0,因此有如下公式:

      (6)

      式中:VI——直流電壓源的電壓。

      而一個(gè)開關(guān)周期T可表示為:

      (7)

      那么公式(6)可化為:

      (8)

      設(shè)L-C-R諧振電路在工作頻率下的阻抗Z=R+jX,因此有:

      (9)

      (10)

      而電抗X可表示為:

      (11)

      將(5)~(11)進(jìn)行聯(lián)解,可得到電流i的初始相位φ為:

      (12)

      串聯(lián)諧振電路電流i的幅值Im為:

      Im=II+[(-2πDcos2πD+sin2πD)cosφ+(2πDsin2πD+cos2πD-1)sinφ]÷

      (13)

      電流源電流II為:

      II=2πωC1VI/{2π2D2+[(sin2πD-2πD)cosφ+(cos2πD-1)sinφ]×

      [(-2πDcos2πD+sin2πD)cosφ+(2πDsin2πD+cos2πD-1)sinφ]÷

      (14)

      為繪出具體的阻抗對(duì)漏源電壓的影響曲線,并考慮到實(shí)際工況,因此設(shè)計(jì)了一個(gè)VI=100V,POmax=80W,f=1.2MHz的E類放大器并假設(shè)PWM占空比D=0.5。根據(jù)以上各式確定電路參數(shù)如下表所示,選擇IRF840作為E類放大器的電力開關(guān)。

      表1 電路參數(shù)Tab.1 Circuitparameters元器件LfC1CSLSRoptRL參數(shù)值450μH337.4pF314.6pF66.9μH72.1Ω125Ω

      由公式(5)~公式(6)、公式(12)~公式(14)可知,負(fù)載的變化會(huì)帶來漏源電壓的變化,為求取漏源電壓Vs與阻抗R之間的關(guān)系,將表1中各參數(shù)帶入公式(12)~(14)及公式(4),繪制阻抗與Vs的關(guān)系如下圖所示:

      圖4 漏源電壓Vs與負(fù)載阻抗的關(guān)系

      為減小調(diào)制過程功率波動(dòng),最大限度保證傳輸效率,系統(tǒng)最好能始終工作在ZVS狀態(tài)下。本文設(shè)計(jì)了基于并聯(lián)電阻方式的阻抗調(diào)制信號(hào)傳輸方案,使得阻抗RL始終在RL≤Ropt范圍內(nèi)變化,可使系統(tǒng)在調(diào)制過程中工作在ZVS狀態(tài)。

      4 用于反向信號(hào)傳輸?shù)恼{(diào)制與解調(diào)實(shí)現(xiàn)

      調(diào)制電路通過改變副邊阻抗來影響原邊MOSFET的漏源電壓,通過調(diào)制與非調(diào)制兩個(gè)狀態(tài)的切換,從而達(dá)到傳輸信號(hào)的目的。在副邊以MOSFET對(duì)管作為高速開關(guān),通過開關(guān)的高速切換的方式來實(shí)現(xiàn)調(diào)制與非調(diào)制狀態(tài)的切換。調(diào)制電路如圖5所示:

      圖5 調(diào)制電路

      載波為E類放大器的輸出,調(diào)制波為副邊通過微控制器I/O口所輸出的方波經(jīng)調(diào)制電路后疊加于載波上。為了達(dá)到該頻率,并考慮到電路設(shè)計(jì)的簡便,在原邊選用具有隔離功能的UCC5310作為MOSFET驅(qū)動(dòng)器。經(jīng)過諧振電路后以耦合的金屬極板作為傳輸途徑將電能傳輸至副邊。副邊的調(diào)制電路采用隔離光耦TLP250作為MOSFET驅(qū)動(dòng),選用低導(dǎo)通電阻的MOSFET對(duì)管IRF610對(duì)諧振電路的阻抗進(jìn)行調(diào)制。

      解調(diào)電路可采用兩種方式:包絡(luò)檢波和同步檢波。為了可靠地解調(diào)出相對(duì)較微弱的調(diào)制波,為了對(duì)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行解調(diào),本文采用大電阻分壓的方式對(duì)E類放大器MOSFET的漏源電壓進(jìn)行采樣。通過電阻分壓的方式對(duì)電壓進(jìn)行采樣后,得到峰峰值在10V左右的高頻已調(diào)信號(hào)。將該已調(diào)信號(hào)用AD812作為一級(jí)低通濾波和跟隨,將高頻干擾去除,得到初始的高頻已調(diào)信號(hào)并增大了驅(qū)動(dòng)能力。然后以二極管檢波的方式檢出調(diào)制信號(hào)。二極管選用導(dǎo)通電壓低的鍺管或肖特基二極管,根據(jù)如下公式選擇合適的RC的取值范圍即可[6]。

      RC·fc>>1

      (15)

      式中:fc——載波頻率。

      (16)

      (17)

      式中:fm——調(diào)制頻率。

      (18)

      式中:ma——調(diào)幅度最大值,fmax——調(diào)制頻率最大值。

      (19)

      式中:Rg——負(fù)載,m——調(diào)幅度。

      本文選擇了10kΩ與22nF的RC值,通過檢波、有源帶通濾波以及波形整形后可將數(shù)字信號(hào)恢復(fù)出來,解調(diào)電路如圖6所示:

      圖6 解調(diào)電路

      5 系統(tǒng)測試

      按照表1的參數(shù)搭建仿真。調(diào)制電路產(chǎn)生了頻率在10kHz左右的方波,在原邊漏源電壓上可以看見調(diào)制波。調(diào)制波形經(jīng)分壓電阻采樣后如圖7所示。經(jīng)檢波及濾波后的信號(hào)如下圖8所示。可以看見此時(shí)已經(jīng)將載波完全消除。經(jīng)放大以及波形整形后,即可輸出至控制器的I/O口。進(jìn)入I/O口的波形如圖9。

      6 結(jié)束語

      本文提出了一種基于電容耦合方式無線能量傳輸系統(tǒng)的新型信號(hào)傳輸方案并通過建立系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型,分析了系統(tǒng)的信號(hào)傳輸特性以及阻抗影響機(jī)理。針對(duì)具體的信號(hào)傳輸應(yīng)用,設(shè)計(jì)了適用于E類放大器結(jié)構(gòu)的調(diào)制與解調(diào)電路并通過仿真結(jié)果驗(yàn)證了其可行性。后續(xù)將以航天攪拌摩擦焊接智能刀柄為應(yīng)用對(duì)象,開展本文技術(shù)方案的實(shí)際工程應(yīng)用研究。

      圖7 有調(diào)制信號(hào)的原邊MOSFET漏源電壓

      圖8 經(jīng)二極管檢波以及帶通濾波后的信號(hào)

      圖9 輸入進(jìn)控制器I/O口的信號(hào)

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