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    雙永磁同步電機系統(tǒng)非級聯(lián)預(yù)測速度同步控制

    2020-07-03 06:50:08王志強張秀云
    微電機 2020年6期
    關(guān)鍵詞:控制結(jié)構(gòu)級聯(lián)同步電機

    王志強,張秀云

    (1. 天津職業(yè)技術(shù)師范大學(xué) 汽車與交通學(xué)院,天津 300222;2. 天津職業(yè)技術(shù)師范大學(xué) 自動化與電氣工程學(xué)院,天津 300222)

    0 引 言

    多電機速度同步控制系統(tǒng)廣泛應(yīng)用于印刷、紡織、造紙、電動汽車等高性能的工業(yè)系統(tǒng)中,其系統(tǒng)速度同步性能的好壞直接影響工業(yè)系統(tǒng)的可靠性與生產(chǎn)產(chǎn)品的質(zhì)量[1-4]。因此,如何改善多電機同步控制系統(tǒng)性能及提高同步控制精度具有十分重要的現(xiàn)實意義。永磁同步電機(Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)因其高轉(zhuǎn)矩慣量比、高效率等優(yōu)勢在高性能控制領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[5]。因此,研究多永磁同步電機速度同步控制策略具有重要意義。

    目前,多永磁同步電機速度同步控制策略主要分為兩類:第一,提高單臺電機對給定速度的跟蹤能力,想要實現(xiàn)多臺電機同步運行,單臺電機的控制效果要好,這就要求每臺電機的控制器應(yīng)該具有良好的動態(tài)響應(yīng)能力和速度跟蹤能力;第二,提高多臺電機之間的速度同步精度。多臺電機控制結(jié)構(gòu)的好壞以及速度同步誤差補償策略的選擇,直接影響系統(tǒng)的穩(wěn)定運行和同步精度。

    多電機同步控制結(jié)構(gòu)主要包括非耦合和耦合兩種結(jié)構(gòu),其中非耦合結(jié)構(gòu)主要有并行控制和主從控制,耦合結(jié)構(gòu)包括交叉耦合控制[6]、虛擬總軸控制[7]、偏差耦合控制[8]等。在并行控制結(jié)構(gòu)中,電機之間無耦合作用,對電機同步性能的改善只能通過減少各臺電機自身的跟蹤誤差實現(xiàn),同步性能較差。為改善系統(tǒng)的同步性能,Koren.Y提出了交叉耦合結(jié)構(gòu)[9],通過速度同步誤差補償增強兩電機之間的耦合作用。文獻[10]中,單電機采用經(jīng)典級聯(lián)型PI控制器,多電機之間采用傳統(tǒng)偏差耦合結(jié)構(gòu),將電機數(shù)目擴展到3臺及以上。

    此外,為提高電機速度控制性能,學(xué)者們將現(xiàn)代控制理論如滑模變結(jié)構(gòu)控制[11]、自抗擾控制[12]、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制[13]、內(nèi)??刂芠14]等應(yīng)用于多電機速度同步控制系統(tǒng)中并取得了顯著成果。但是其本質(zhì)都是通過改善單臺電機的轉(zhuǎn)速控制器或交叉耦合控制器來提升多電機轉(zhuǎn)速同步控制系統(tǒng)的同步性能與跟蹤性能,并未改善傳統(tǒng)級聯(lián)型控制結(jié)構(gòu),但是級聯(lián)型控制結(jié)構(gòu)本身具有一些局限性:多控制環(huán)大大限制了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度;運動慣性以及響應(yīng)不及時等問題會影響速度同步精度和跟蹤精度;且級聯(lián)控制通常是控制已經(jīng)發(fā)生的同步誤差,不能實現(xiàn)同步誤差發(fā)生前的提前控制。想要實現(xiàn)在同步誤差發(fā)生之前對其進行預(yù)測控制,且提高其動態(tài)響應(yīng)速度,一個重要方法就是通過采用模型預(yù)測控制來實現(xiàn)多電機同步控制。

    模型預(yù)測控制(Model Predictive Control,MPC)作為一種滾動時域優(yōu)化控制方法[15],在解決包含復(fù)雜約束的多變量控制問題中設(shè)計簡單、靈活,適用于多電機控制系統(tǒng)。文獻[16-17]提出了簡單的非約束預(yù)測輪廓控制,通過使用線性系統(tǒng)模型去實現(xiàn)雙軸輪廓位置跟蹤控制,并結(jié)合自適應(yīng)進給率縮短在線優(yōu)化的計算時間。2004年,智利學(xué)者Rodriguez等人將逆變器的離散開關(guān)特性和電機系統(tǒng)的非線性特性統(tǒng)一考慮,提出了有限控制集模型預(yù)測控制(Finite Control Set Model Predictive Control,F(xiàn)CS-MPC),F(xiàn)CS-MPC具有無需脈寬調(diào)制等優(yōu)點[18]。文獻[19]將FCS-MPC方法應(yīng)用于雙電機驅(qū)動系統(tǒng),設(shè)計了三種FCS-MPC策略以實現(xiàn)雙電機的電流同步控制,并能夠獲得較好的動態(tài)性能。文獻[20]將FCS-MPC用于速度控制,提出一種永磁同步電機預(yù)測速度控制策略,并取得較好的效果,具有動態(tài)響應(yīng)速度快等優(yōu)點。

    區(qū)別于傳統(tǒng)的級聯(lián)型控制結(jié)構(gòu),本文提出一種雙永磁同步電機系統(tǒng)非級聯(lián)預(yù)測速度同步控制策略,將雙電機系統(tǒng)看作一個多輸入多輸出系統(tǒng)進行統(tǒng)一建模,應(yīng)用MPC設(shè)計一個緊湊的預(yù)測同步控制器,并將速度同步誤差、速度跟蹤誤差和電機運行性能同時嵌入到價值函數(shù)中實現(xiàn)多變量的協(xié)同優(yōu)化控制。之后通過價值函數(shù)最小化的原則從備選矢量中選擇最優(yōu)的電壓矢量分別作用于兩臺逆變器。同時考慮實際用戶需求,增加弱磁和電流限制前端模塊,最終實現(xiàn)在保證系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能的同時提高動態(tài)響應(yīng)速度和同步控制精度。

    1 PMSM系統(tǒng)數(shù)學(xué)建模

    1.1 永磁同步電機數(shù)學(xué)模型

    在d-q坐標(biāo)系下,永磁同步電機的動態(tài)方程可以表示為

    (1)

    (2)

    式中,udi、uqi分別為d軸、q軸電壓;idi、iqi分別為d軸、q軸電流;Rsi為定子電阻;Lsi為定子電感(表貼式PMSM);ωi為轉(zhuǎn)子機械角速度;pi為極對數(shù);ψfi為永磁體磁鏈;Tei為電磁轉(zhuǎn)矩;KTi為轉(zhuǎn)矩系數(shù);i{x,y},且x、y分別對應(yīng)x、y電機。

    永磁同步電機的運動方程可以表示為

    (3)

    式中,Ji為轉(zhuǎn)動慣量;Bi為摩擦系數(shù);TLi為負載轉(zhuǎn)矩。

    1.2 兩電平電壓源逆變器數(shù)學(xué)模型

    兩電平電壓源逆變器(Two-level Voltage Source Inverter,2L-VSI)驅(qū)動的PMSM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖1(a)所示。2L-VSI共存在23種開關(guān)狀態(tài),分別對應(yīng)于23個基本電壓矢量,如圖1(b)所示,其中,V1-V6為6個有效矢量,V0和V7為2個零矢量。

    定義開關(guān)狀態(tài)列向量為

    Si=[Si1Si3Si5]T

    (4)

    式中,Si1、Si3、Si5為2L-VSI上橋臂的開關(guān)狀態(tài),開關(guān)狀態(tài)為“1”表示此開關(guān)導(dǎo)通,開關(guān)狀態(tài)為“0”表示此開關(guān)關(guān)斷,且下橋臂的開關(guān)狀態(tài)與上橋臂的開關(guān)狀態(tài)互補。

    在d-q坐標(biāo)系下,2L-VSI輸出電壓矢量ui可以用d、q軸電壓分量表示,為

    (5)

    式中,Udc為兩電平電壓源逆變器的直流側(cè)電壓;Ti為旋轉(zhuǎn)變換矩陣。且滿足

    (6)

    式中,θi為轉(zhuǎn)子機械角度。

    2 雙永磁同步電機系統(tǒng)交叉耦合同步控制

    在雙永磁同步電機系統(tǒng)中,傳統(tǒng)的速度同步控制方法通常是單電機采用速度、電流雙閉環(huán)的級聯(lián)型PI控制結(jié)構(gòu),雙電機之間采用交叉耦合控制結(jié)構(gòu),交叉耦合控制結(jié)構(gòu)的最大特點是增加了轉(zhuǎn)速補償器以提升系統(tǒng)的同步性能。轉(zhuǎn)速補償器是根據(jù)一臺電機與另一臺電機的轉(zhuǎn)速差值信息來分別對兩臺電機的轉(zhuǎn)速進行補償。傳統(tǒng)交叉耦合控制結(jié)構(gòu)圖如圖2所示,Kc為交叉耦合控制器的比例調(diào)節(jié)器。

    由圖2可以看出傳統(tǒng)級聯(lián)型PI+交叉耦合控制包含3*2個獨立的PI控制器,且由轉(zhuǎn)速補償器增加各電機之間耦合作用,控制結(jié)構(gòu)冗余繁瑣。此外,這種控制結(jié)構(gòu)只能在同步誤差發(fā)生之后對其進行補償控制,當(dāng)發(fā)生參數(shù)變化或受到擾動時,會出現(xiàn)較大的同步誤差,且動態(tài)響應(yīng)較慢,這將會嚴重影響同步精度。

    圖2 傳統(tǒng)交叉耦合控制結(jié)構(gòu)圖

    3 雙永磁同步電機系統(tǒng)非級聯(lián)預(yù)測速度同步控制

    針對傳統(tǒng)級聯(lián)型PI+交叉耦合控制方法中的一系列問題,本文打破了傳統(tǒng)的級聯(lián)控制結(jié)構(gòu),在統(tǒng)一建模的基礎(chǔ)上,提出一種應(yīng)用FCS-MPC的控制策略。將雙永磁同步電機系統(tǒng)看作一個多輸入多輸出系統(tǒng),設(shè)計一個緊湊的預(yù)測速度同步控制器,其優(yōu)點在于能夠自然得考慮數(shù)學(xué)建模的所有變量,并將速度同步誤差、速度跟蹤誤差和電機運行性能同時嵌入到FCS-MPC算法中,實現(xiàn)多變量的協(xié)同優(yōu)化控制。

    3.1 模型預(yù)測控制結(jié)構(gòu)

    FCS-MPC的基本思想是將電機控制中多個嵌套控制環(huán)合并為一個環(huán),并建立一個統(tǒng)一的控制架構(gòu)控制電機,再以速度同步誤差、速度跟蹤誤差、電流跟蹤性能和轉(zhuǎn)矩的光滑性為評價指標(biāo)構(gòu)建一個統(tǒng)一的價值函數(shù)實現(xiàn)多變量的協(xié)同優(yōu)化控制。與傳統(tǒng)的級聯(lián)控制策略不同,F(xiàn)CS-MPC控制策略能夠在跟蹤誤差發(fā)生之前對其進行預(yù)測控制,并具有建模直觀,結(jié)構(gòu)簡單和動態(tài)響應(yīng)速度快等優(yōu)點。雙永磁同步電機系統(tǒng)FCS-MPC結(jié)構(gòu)圖如圖3(a)所示,令id=[idxidy]T、iq=[iqxiqy]T、ω=[ωxωy]T、TL=[TLxTLy]T,將這些量輸入建立雙永磁同步電機系統(tǒng)統(tǒng)一模型,再經(jīng)過預(yù)測、價值函數(shù)最優(yōu)化等過程,選取當(dāng)前時刻作用于逆變器的開關(guān)信號,同時引入弱磁(Flux Weaken,F(xiàn)W)和電流限制(Current Limit,CL)兩個前端模塊以滿足實際用戶需求。

    圖3 FCS-MPC控制結(jié)構(gòu)圖

    圖3(b)為有限控制集模型預(yù)測控制算法的結(jié)構(gòu)圖,分為4個部分:①預(yù)測模型的建立。②卡爾曼濾波(Kalman Filter,KF)觀測器的設(shè)計。③價值函數(shù)尋優(yōu)。④權(quán)重系數(shù)整定。

    3.2 預(yù)測模型的建立

    雙永磁同步電機系統(tǒng)同步誤差ε的變化率為

    (7)

    將式(1)~式(3)和式(7)用狀態(tài)方程表示為

    (8)

    式中,x=[idxiqxωxTLxidyiqyωyTLyε]T;u=[udxuqxudyuqy]T;f(x,u)=[AxAyη]T;Ai= [A1A2A3]T;A1=1/Lsi·udi-1/Lsi·Rsiidi+piωiiqi;A2=1/Lsi·uqi-1/Lsi·Rsiiqi-piωiidi-1/Lsi·ψfipiωi;A3=1/Ji·Ktiiqi-1/Ji·TLi-1/Ji·Biωi;η為同步誤差的變化率,且η=1/Jx·Ktxiqx-1/Jx·TLx-1/Jx·Bxωx-1/Jy·Ktyiqy-1/Jy·TLy-1/Jy·Byωy。

    為了獲得更加精確的離散化模型,采用改進的兩步歐拉積分方法,離散化模型為

    (9)

    式中,Ts為采樣周期。

    3.3 卡爾曼觀測器的設(shè)計

    雙電機同步控制系統(tǒng)通常會遇到時變的負載擾動,采用傳統(tǒng)的PI控制會導(dǎo)致系統(tǒng)的抗擾性能較差,通常采用負載觀測器來抑制系統(tǒng)誤差和測量誤差對被控對象狀態(tài)估計的影響,提高估計的精度??柭^測器的設(shè)計方法如下:

    (10)

    式中,x=[θxωxTLxθyωyTLy]T為狀態(tài)向量;u=[TexTey]T為輸入向量;y=[ωxTLxωyTLy]T為輸出向量;

    w為系統(tǒng)噪聲,代表系統(tǒng)參數(shù)誤差所帶來的影響;r為測量噪聲,包括編碼器的量化誤差以及測量過程中的其他噪聲和干擾。

    3.4 價值函數(shù)尋優(yōu)

    價值函數(shù)中通常包含四項:

    1)速度同步誤差項,速度同步誤差項是為了保證速度的同步性能。

    2)速度跟蹤誤差項,速度跟蹤誤差項是為了保證速度的跟蹤性能。

    3)idi=0項,idi=0項是為了保證電流的跟蹤性能。

    4)q軸電流高頻分量項iqfi,由于電氣時間常數(shù)和機械時間常數(shù)相差很大,在穩(wěn)態(tài)運行時,會在電機電流中產(chǎn)生高頻分量,q軸電流高頻分量項就是為了抑制這些高頻分量,保證轉(zhuǎn)矩的光滑性;

    因此定義價值函數(shù)為

    (11)

    為了抑制q軸電流的高頻分量,通常采用二階無限脈沖響應(yīng)(Infinite Impulse Response,IIR)高通濾波器對q軸電流進行濾波,IIR數(shù)字濾波器是一類遞歸型的線性時不變因果系統(tǒng),其差分方程可以寫為

    (12)

    式中,yIIR和xIIR分別為IIR數(shù)字濾波器的輸出和輸入,MIIR和NIIR為IIR數(shù)字濾波器的階數(shù),aIIR和bIIR為IIR數(shù)字濾波器相應(yīng)的系數(shù)。

    二階IIR高通濾波器的原理圖如圖4所示,圖中,wIIR為IIR數(shù)字濾波器的中間變量。

    二階IIR高通濾波器的具體實現(xiàn)公式為

    iqf(k)=bIIR0wIIR(k)+bIIR 1wIIR(k-1)+bIIR 2wIIR(k-2)

    (13)

    wIIR(k)=iq(k)-aIIR 1wIIR(k-1)-aIIR 2wIIR(k-2)

    (14)

    圖4 二階IIR高通濾波器的原理圖

    3.5 權(quán)重系數(shù)整定

    通過引入不同的權(quán)重系數(shù)來反映價值函數(shù)中不同目標(biāo)的優(yōu)先級。價值函數(shù)中各項的意義及單位不同,權(quán)重系數(shù)選取方法如下:

    (1)電流權(quán)重λid和λiq具有相似的值,反映了電壓矢量在d軸電流和q軸電流的變化中具有相似的效果,本文選用λid=λiq=λ。

    (2)考慮到機械動態(tài)性能相對電氣動態(tài)性能要慢一個數(shù)量級,λe相對于電流權(quán)重系數(shù)為一個較高的值。

    (3)λε、λe分別代表同步誤差和跟蹤誤差的性能,首先取λε為與λe相似的值,之后按照ε和e之間的差值進行適當(dāng)調(diào)整,當(dāng)ε相對較大時,適當(dāng)增大λε;當(dāng)跟蹤誤差e相對較大時,適當(dāng)增大λe。具體實現(xiàn)方法為

    (15)

    式中,errmax和errmin分別為輪廓誤差和跟蹤誤差之間差值的極大值和極小值。

    3.6 弱磁和電流限制模塊

    在實際的雙永磁同步電機系統(tǒng)中,受三相逆變器直流側(cè)電壓、額定輸出電流和電機本身電壓電流最大值的限制,PMSM定子電壓和定子電流應(yīng)該滿足以下約束條件(以x軸為例):

    (16)

    式中,usx為相電壓幅值;isx為電流幅值;Umaxx為相電壓最大值;Imaxx為電流最大值。

    情況1. 當(dāng)電機轉(zhuǎn)速小于基速時,只受到電流極限圓的限制,滿足iqEx≤Imaxx。

    情況2. 當(dāng)電機轉(zhuǎn)速大于基速時,電機進入弱磁階段,分兩類:

    a. 同時受到電流極限圓和電壓極限橢圓的限制,滿足

    (17)

    b. 只受到電壓極限橢圓的限制,滿足

    (18)

    根據(jù)上述情況,當(dāng)電機處于第一種情況時,只有CL模塊起作用;當(dāng)電機處于第二種情況的a類時,F(xiàn)W模塊和CL均起作用;當(dāng)電機處于第二種情況的b類時,只有FW模塊起作用。

    4 控制算法實現(xiàn)過程

    雙永磁同步電機系統(tǒng)預(yù)測速度同步控制算法流程圖如圖5所示。

    圖5 算法流程圖

    控制算法主要包括以下4個步驟:

    (1)測量定子電流和轉(zhuǎn)子位置信號,且通過KF觀測器觀測ω(k)和TL(k)。

    (2)延遲補償。

    (3)預(yù)測下一時刻的電流、轉(zhuǎn)速和同步誤差,計算所有備選電壓矢量對應(yīng)的價值函數(shù)值。

    (4)選擇使價值函數(shù)值最小的開關(guān)狀態(tài)作用于兩臺逆變器。

    5 仿真驗證

    5.1 仿真數(shù)據(jù)與參數(shù)選擇

    為驗證所提出的有限控制集模型預(yù)測控制策略對雙永磁同步電機系統(tǒng)的控制效果,通過Matlab的Simulink模塊對雙永磁同步電機系統(tǒng)進行仿真研究。各臺電機參數(shù)如表1所示,權(quán)重系數(shù)選擇如表2所示。仿真中通過Matlab中濾波器設(shè)計工具箱生成IIR數(shù)字濾波器的系數(shù),如表3所示。

    表1 永磁同步電機參數(shù)

    表2 權(quán)重系數(shù)

    表3 IIR濾波器系數(shù)

    5.2 評價標(biāo)準(zhǔn)

    分析過程中,通過系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運行時突加負載后的最大轉(zhuǎn)速同步誤差εsm,最大轉(zhuǎn)速跟蹤誤差etm來評定系統(tǒng)性能的優(yōu)劣。esm、etm越小,說明同步與跟蹤性能越優(yōu),εsm和etm的定義如下:

    εsm=max|ωx-ωy|

    (19)

    etm=max{|ωref-ωx|,|ωref-ωy|}

    (20)

    5.3 交叉耦合控制和非級聯(lián)預(yù)測控制結(jié)構(gòu)下的性能比較

    本實驗給定兩電機轉(zhuǎn)速600 r/min,在0.1s時突加負載值TLx=0 Nm,TLy=15 Nm,圖6為PI+并行、PI+CCC、FCS-MPC(λε=0)和FCS-MPC(λε≠0)四種結(jié)構(gòu)下系統(tǒng)動態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能對比圖。

    圖6 系統(tǒng)動態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能對比圖

    圖6(a)為PI+并行控制結(jié)構(gòu),電機之間無耦合作用,etm為10 r/min,εsm為-18 r/min,同步性能較差。圖6(b)為PI+CCC控制結(jié)構(gòu),通過速度同步誤差補償增強兩電機之間的耦合作用,etm為9 r/min,εsm為-7 r/min,同步性能相比PI+并行控制結(jié)構(gòu)有一定程度的提高。同時,在0.1 s時y軸突加負載,當(dāng)采用PI+并行控制結(jié)構(gòu)時,ex接近0,此時x軸并不會感受y軸的突載變化,也不能及時的進行響應(yīng);而采用PI+CCC控制結(jié)構(gòu)時,由于交叉耦合的作用,x軸能夠感受y軸的突載變化,也能夠及時的進行響應(yīng),如圖6(b)中ex,進而同步性能也會提高。

    圖6(c)為FCS-MPC(λε=0)控制結(jié)構(gòu),此時相當(dāng)于在價值函數(shù)中未加入同步誤差項,etm為9 r/min,εsm為-10 r/min,同步性能較差。圖6(d)為FCS-MPC(λε≠0)控制結(jié)構(gòu),此時同步誤差項在選取電壓矢量過程中起作用,etm為9.5 r/min,εsm為-3 r/min,相比λε=0時,能夠獲得較好的同步性能。同時,在0.1 s時y軸突加負載,當(dāng)采用FCS-MPC(λε=0)控制結(jié)構(gòu)時,ex接近0,此時x軸并不會感受y軸的突載變化,也不能及時的進行響應(yīng);而采用FCS-MPC(λε≠0)控制結(jié)構(gòu)時,由于將同步誤差加入價值函數(shù)中,x軸能夠感受y軸的突載變化,也能夠及時的進行響應(yīng),如圖6(d)中ex,進而同步性能也會提高。

    相比圖6(b)和圖6(d),由于FCS-MPC采用無級聯(lián)的控制結(jié)構(gòu),εsm降低將近一半,同步性能較好;動態(tài)響應(yīng)速度也會加快,在突加負載后,轉(zhuǎn)速能夠迅速恢復(fù)原來的狀態(tài)。

    為驗證卡爾曼觀測器的作用,圖7給出電機在卡爾曼觀測器下轉(zhuǎn)速和負載轉(zhuǎn)矩的觀測波形。

    圖7 KF觀測器的轉(zhuǎn)速和負載轉(zhuǎn)矩的觀測波形

    由圖7可以看出,KF觀測器能夠較好的觀測轉(zhuǎn)速和負載轉(zhuǎn)矩。

    為驗證IIR高通濾波器的作用,圖8給出加入濾波器和未加入濾波器時穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)矩仿真波形。

    圖8 加入濾波器和未加入濾波器時穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)矩仿真波形

    由圖8可以看出,加入濾波器時,能夠獲得更好的轉(zhuǎn)矩效果,轉(zhuǎn)矩更加平穩(wěn)。

    5.4 電流限制模塊和弱磁模塊

    由于d軸電感較小,對于大多數(shù)永磁同步電機一般不能滿足ψfx/LdxImaxx,ψfy/Ldy>Imaxy,所以本文只考慮第一種情況和第二種情況的a類。

    當(dāng)兩電機給定轉(zhuǎn)速小于基速時,只有CL起作用,給定兩電機轉(zhuǎn)速600 r/min,在0.1 s時突加負載值TLx=0 Nm,TLy=15 Nm,圖9為FCS-MPC (λε≠0) 控制時轉(zhuǎn)速、d軸電流、q軸電流的仿真波形圖。

    圖9 轉(zhuǎn)速、d軸電流、q軸電流的仿真波形

    由圖9可以看出,在啟動和加載時,q軸電流會受到CL模塊的限制。

    當(dāng)兩電機給定轉(zhuǎn)速大于基速時,CL和FW都起作用,令PMSMy轉(zhuǎn)速由600 r/min階躍為2200 r/min,圖10為FCS-MPC (λε≠0) 控制時轉(zhuǎn)速、d軸電流、q軸電流的仿真波形圖。

    圖10 轉(zhuǎn)速、d軸電流、q軸電流的仿真波形

    由圖10可以看出,當(dāng)轉(zhuǎn)速達到基速附近時,q軸電流、d軸電流隨著轉(zhuǎn)速的升高,連續(xù)的減小,當(dāng)達到給定值后,轉(zhuǎn)矩電流迅速服從負載轉(zhuǎn)矩電流。

    6 結(jié) 語

    本文所提出的雙永磁同步電機系統(tǒng)非級聯(lián)預(yù)測速度同步控制結(jié)構(gòu)是基于統(tǒng)一建模的思想,建立緊湊的預(yù)測同步控制器。與傳統(tǒng)交叉耦合控制結(jié)構(gòu)相比,結(jié)構(gòu)更為直觀,調(diào)節(jié)自由度更高,且具有更好的同步性能和更快的動態(tài)響應(yīng)速度。此外,模型預(yù)測控制結(jié)構(gòu)考慮實際用戶需求,增加弱磁和電流限制前端模塊,能夠解決復(fù)雜約束環(huán)境下的控制問題。

    綜上所述,本文所提結(jié)構(gòu)能夠滿足雙電機轉(zhuǎn)速同步控制系統(tǒng)的高性能控制要求,且對電機數(shù)目有很好的擴展性。

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