帶有修調(diào)的分段曲率補償帶隙基準電路

徐 超,吳燈鵬,李新昌,徐大偉,俞躍輝,程新紅

(1.中國科學(xué)院上海微系統(tǒng)與信息技術(shù)研究所,上海 200050； 2.上?？萍即髮W(xué) 物理科學(xué)與技術(shù)學(xué)院,上海 201210； 3.中國科學(xué)院大學(xué),北京 100049)

帶隙基準電壓是模擬集成電路中的關(guān)鍵模塊，低溫度系數(shù)的帶隙基準電壓有利于提升電池管理芯片對電池剩余電量估算的準確性.為了改善基準電壓的溫度系數(shù)，文獻[1]采用高階曲率補償方法，產(chǎn)生與溫度成正比和與溫度成反比的電流補償基準電壓，基準電壓溫度系數(shù)小，但電源抑制比也較小.文獻[2]采用指數(shù)補償方法，利用三極管電流增益的溫度特性產(chǎn)生與溫度成非線性電流補償基準電壓，結(jié)構(gòu)相對簡單，但溫度系數(shù)較大，電源抑制比小.文獻[3]采用電阻溫度補償?shù)姆椒?，將兩個具有負溫度系數(shù)的電流流過具有正溫度系數(shù)的電阻產(chǎn)生基準電壓，基準電路功耗低，但是溫度系數(shù)大，電源抑制比小.為了得到高精度低溫度系數(shù)、高電源抑制比的基準電壓，本文提出一種分段曲率補償帶隙基準電壓.同時使用修調(diào)電路來減小非理想性因素對基準電壓造成的影響.

帶隙基準電壓的精度對半導(dǎo)體制造過程中引入的非理想因素的影響十分敏感，通過仿真軟件可以有效的模擬和預(yù)測系統(tǒng)性誤差，如厄利電壓、溝道長度調(diào)制效應(yīng)等，而器件失配、絕對值偏差和封裝應(yīng)力等非理想因素是隨機的[4]，且隨著帶隙基準電路復(fù)雜程度的提高，精度受誤差影響更加嚴重.基準源電路的初始誤差約為±2%～±3.5%[4].為獲得高精度基準電壓，可以采用電阻修調(diào)技術(shù).本文提出一種新的芯片級修調(diào)方法來快速獲得最低的溫度系數(shù).若使用逐次逼近最優(yōu)溫度曲線的方法時，測試10塊芯片的平均修調(diào)次數(shù)為8.7次.若采用本文提出的基于計算斜率的修調(diào)方法，測試10塊芯片的平均修調(diào)次數(shù)為3.5次，效率提升59.8%.通過設(shè)計分段曲率補償結(jié)構(gòu)和修調(diào)方法，得到溫度系數(shù)低，電壓幅值可調(diào)的基準電壓，同時提高了工作效率.

1 分段曲率補償帶隙基準工作原理

根據(jù)半導(dǎo)體器件基本原理，三極管的基極-發(fā)射極電壓VBE具有負的溫度系數(shù)，兩個具有不同電流密度的三極管的基極-發(fā)射極電壓差值△VBE具有正溫度系數(shù).帶隙基準電壓是將上述兩個具有相反溫度系數(shù)的電壓以合適的權(quán)重相加，獲得一階補償?shù)慕咏銣囟认禂?shù)的基準電壓[5].對于基極-發(fā)射極正向偏置工作的三極管，VBE和溫度相關(guān)公式為[6-9]

式中：VG0為硅在絕對零度下的帶隙電壓;T為絕對溫度;Tr為參考溫度;η為與工藝相關(guān)常數(shù);α為集電極電流的溫度指數(shù);VT為熱電壓.

分段曲率補償工作原理如圖1所示，VBE隨溫度變化存在高階項，VPTAT是與絕對溫度成正比的線性電壓[10]，VNL是高階補償電壓，在一階補償帶隙基準電壓VBE+VPTAT基礎(chǔ)上，分別在低溫和高溫對基準電壓與溫度相關(guān)的高階項進行補償，從而提高帶隙基準電壓的精度.Vref1是經(jīng)過分段曲率補償后產(chǎn)生的高精度的基準電壓[11].

圖1 分段曲率補償方法原理

分段曲率補償帶隙基準電壓電路如圖2所示，包含Brokaw核心電路、分段曲率補償電路、啟動電路、溫度系數(shù)修調(diào)電路RTEMP和電壓幅值修調(diào)電路ROUT.Brokaw核心電路產(chǎn)生的線性電流IPTAT與絕對溫度T成正比，補償電流IS由Q3和R5產(chǎn)生：

Vref1=VBE2+2IPTAT(RTEMP+R4)+INLR4=

式中M為三極管Q1和Q2的發(fā)射極面積之比，高階補償電流IS遠小于線性電流IPTAT.

由于三極管電壓VBE3與溫度成負相關(guān)，所以補償電流IS與溫度成正相關(guān).通過鏡像電路(MP5、MP6和MP7)，流過MP5和MP6的電流為IS.當(dāng)MP1、MP2、MP3、MP4工作在亞閾值區(qū)時，分段曲率補償電流I1和I2可由下面公式推導(dǎo)[12-13]得到：

VA=2IPTAT(RTEMP+R4)+INLR4≈

2IPTAP(RTEMP+R4),

(1)

(2)

(3)

(4)

式中：INL遠小于IPTAP，INLR4可忽略；ζ為亞閾值非理想因子.

運算放大器反饋環(huán)路使Vref1與B點電壓相等，通過電阻串R1、R2、R7分壓得到C點和E點電壓，從式(1)～式(3)中可以得知，電壓VA、VC、VE的計算公式，Vref1為確定值，可以通過調(diào)節(jié)電阻RTEMP、R4、R1、R2、R7的阻值和電流IPTAT來控制電壓VA、VC、VE的大小，使VC

圖2 分段曲率補償基準電路原理圖

圖3 電壓和電流仿真溫度特性曲線

Fig.3 Simulated temperature dependence of voltage and current

基于0.35 μm BCD工藝，基準電壓的最優(yōu)溫度曲線和在不同工藝角下的溫度曲線如圖4所示，在-40℃～125℃內(nèi)，分段曲率補償電壓最優(yōu)工藝角(TT)的溫度系數(shù)為0.84×10-6/℃，最差工藝角(FF)的溫度系數(shù)為5.72×10-6/℃.

圖4 基準電壓仿真溫度特性曲線

對基準電路進行電源抑制比(PSRR)仿真，如圖5所示，仿真基準電壓Vref的電源抑制比為-74.43 dB@10 Hz，-74.43 dB@100 Hz，-74.43 B@1 kHz，-77.47 dB@10 kHz，-45.2 dB@100 kHz，-26.55 dB@1 MHz.

圖5 仿真基準電壓Vref的電源抑制比

為了使電路脫離零狀態(tài)開始工作，基準電路加入啟動電路，如圖2所示，Dis為電路的使能端，P1、P2連接運放A1的偏置電路，當(dāng)Dis為高電平時，MN1、MN2開啟，MP10關(guān)閉，F(xiàn)點電壓被拉至零電位，Vref1也被拉至零電位，整個電路關(guān)閉.當(dāng)Dis為低電平使能時，MN1、MN2關(guān)閉，MP9、MP10開啟，F(xiàn)點電位被抬升，因為三極管Q6的集電極和基極連在一起，F(xiàn)點電位約為三極管閾值的兩倍，Q7、Q8導(dǎo)通迫使Vref1離開零電壓工作狀態(tài)，基準電路啟動，當(dāng)Vref1輸出正常時，Q7，Q8關(guān)閉，啟動電路工作完成.

對分段曲率補償基準電壓的建立時間進行仿真，仿真結(jié)果如圖6所示，基準電壓Vref在10 nF負載電容時的建立時間為27.5 us.

圖6 建立時間仿真

2 修調(diào)方案

2.1 溫度系數(shù)修調(diào)

為了減小非系統(tǒng)性誤差產(chǎn)生的影響，通過溫度系數(shù)修調(diào)電路RTEMP改善基準電壓的溫度系數(shù)[13].高階補償基準電壓的非線性校正分量引入的隨機誤差與線性隨機誤差相比，通常情況下都比較小，這是由于非線性校正分量的幅度一般比一階分量要小，所以對一階線性校正電流2IPTAT流過的電阻RPTAP進行修調(diào).

圖7為溫度系數(shù)修調(diào)網(wǎng)絡(luò)，每個修調(diào)電阻并聯(lián)一個修調(diào)熔絲，根據(jù)二進制權(quán)重規(guī)則，從低位到高位，修調(diào)電阻阻值依次增大兩倍，因此，該修調(diào)網(wǎng)絡(luò)接入電路的電阻阻值可以通過7位二進制碼N來控制.根據(jù)基準電壓Vref1公式，將Vref1對絕對溫度T進行求導(dǎo)[14-15]：

RTEMP_LSB=RTEMP(N+1)-RTEMP(N),

式中：INL遠小于IPTAP;ΔS為不同碼值之間電壓溫度曲線斜率的差值；RTEMP_LSB為最低有效電阻.

圖7 溫度系數(shù)修調(diào)電路圖

從上式可知ΔS是固定值.從零碼(N=0000000)到全碼(N=1111111)的基準電壓與溫度變化曲線如圖8所示.

圖8 零碼到全碼的基準電壓與溫度變化曲線

Fig.8 Simulated temperature dependence of reference voltage from zero code to full code

2.2 電壓幅值修調(diào)

在上述溫度系數(shù)修調(diào)的基礎(chǔ)上，本文采用電壓幅值修調(diào)電路ROUT來修調(diào)基準電壓的輸出電壓幅值.圖9為電壓幅值修調(diào)電路，Vref1為Brokaw電路產(chǎn)生的基準電壓，Vref為幅值修調(diào)后的輸出電壓，串聯(lián)電阻R1～R31，共有32個節(jié)點，傳輸門輸出與節(jié)點相連，可以通過控制譯碼器的輸入來決定Vref1的接入節(jié)點，帶隙基準電壓在滿量程1/2處根據(jù)修條碼上下波動，Vref與Vref1的關(guān)系為：

ROUT=R1+R2+…+R31,

R1=R2=…=R31,

N=0,1,…,31.

圖9 電壓幅值修調(diào)電路

2.3 芯片級修調(diào)方法

為了降低工藝中的非理想性因素的影響，提出一種新的芯片級快速優(yōu)化基準電壓溫度系數(shù)的修調(diào)方法，快速獲得最低溫度系數(shù)對應(yīng)碼值并提升工作效率.

步驟1測量零碼和全碼時溫度特性曲線，線性擬合后分別得到其溫度特性曲線的斜率值.

步驟2將零碼和全碼值溫度特性曲線斜率值作差，得到斜率變化范圍，再除以位數(shù)，得到每修調(diào)一位得到的步長.

(5)

步驟3根據(jù)零碼和全碼的斜率值與每修調(diào)一位得到的步長，計算出斜率為零時的碼值.

(6)

步驟4當(dāng)?shù)玫阶顑?yōu)的溫度曲線時，修調(diào)電壓幅值電路，獲得目標電壓值.

3 測試結(jié)果

基于0.35 μm BCD工藝，采用分段曲率補償技術(shù)，通過修調(diào)溫度系數(shù)和電壓幅值，獲得高精度低溫度系數(shù)的基準電壓.圖10為芯片裸片顯微圖像和基準源版圖.本文在-40℃～125℃內(nèi)對帶隙基準進行測試，提出一種新的芯片級修調(diào)方法以快速獲得最低的溫度系數(shù).

Fig.10 Microscopic image of bare chip and the layout of the proposed reference circuit

為了驗證這種芯片級的修調(diào)方法，隨機抽取了10顆芯片進行測試.圖11為實測芯片的零碼和全碼時溫度特性曲線.表1為測試數(shù)據(jù)，T1(溫度系數(shù)理論碼值)為理論溫度系數(shù)修調(diào)碼值，T2(溫度系數(shù)實測碼值)為實測溫度系數(shù)修調(diào)碼值，M(電壓幅值碼值)為輸出目標基準電壓時的電壓幅值修調(diào)碼值.步長ΔS和理論碼值T1(溫度系數(shù)理論碼值)可根據(jù)式(5)、(6)計算得到.理論溫度系數(shù)修調(diào)碼值與實測溫度系數(shù)修調(diào)碼值接近，產(chǎn)生偏差的原因主要是測試誤差和線性擬合誤差.如圖12所示，當(dāng)溫度系數(shù)修調(diào)碼值為0100110，電壓幅值修調(diào)碼值為01010時，溫度在-40℃～125℃內(nèi)，基準電壓的實測最優(yōu)溫度系數(shù)為5.33×10-6/℃，且經(jīng)過修調(diào)后，10塊芯片的平均溫度系數(shù)能達到7.47×10-6/℃.使用本文提出的基于計算斜率的修調(diào)方法，測試的10顆芯片的平均修調(diào)次數(shù)為3.5次.與使用逐次逼近最優(yōu)溫度曲線的方法測得10顆芯片的平均修調(diào)次數(shù)8.7次相比，效率提升59.8%.因此該修調(diào)方法給基準電壓的溫度系數(shù)提供良好的穩(wěn)定性與靈活性，為尋找基準電壓最低溫度系數(shù)節(jié)約大量時間，提升工作效率.

通過搭建測試環(huán)境，實測基準電壓Vref的電源抑制比如圖13所示，-57.44 dB@1 kHz，-56.16 dB@10 kHz，-54.22 dB@100 kHz，-27.3 dB@1 MHz.電源抑制比的實測結(jié)果和仿真結(jié)果相近，電源抑制比測量對噪聲非常敏感，實測結(jié)果與仿真結(jié)果產(chǎn)生差異的原因是環(huán)路區(qū)域的噪聲和印刷電路板布局產(chǎn)生的噪聲產(chǎn)生的影響.

圖11 實測10塊芯片零碼和全碼的溫度特性曲線

Fig.11 Measured temperature dependence of full code and zero code for ten chips

圖12 實測最優(yōu)碼時基準電壓溫度特性曲線

Fig.12 Measured temperature dependence of reference voltage with the optimal code

圖13 實測基準電壓Vref電源抑制比

表2總結(jié)了基準電壓的性能并與文獻[6,15-17]中其他基準電壓進行比較.實測輸出基準電壓為3.072 V，應(yīng)用于電池檢測芯片內(nèi)高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)中.與文獻[6,15-17]比較，本文設(shè)計的基準有更低的仿真溫度系數(shù)，實測溫度系數(shù)與已有文獻的結(jié)果相近，仿真結(jié)果與實測結(jié)果的差異來源于電阻絕對值偏差，工藝的漂移和封裝應(yīng)力的影響.與文獻[6]中分段曲率補償方法比較，產(chǎn)生補償電流的結(jié)構(gòu)不同，本文通過利用電阻分壓和工作在亞閾值區(qū)域的MOSFET的電學(xué)特性，產(chǎn)生正溫度系數(shù)和負溫度系數(shù)的電流，實測溫度系數(shù)在同一數(shù)量級，且輸出基準電壓精確可調(diào).通過新的芯片級修調(diào)方法，在較大的溫度范圍內(nèi)得到溫度系數(shù)低，電壓幅值精確可調(diào)的基準電壓.

4 結(jié) 論

1)基于0.35 μm BCD工藝，本文設(shè)計了一種帶有修調(diào)的分段曲率補償基準電壓電路，在低溫段和高溫段分別對基準電壓進行補償，在-40℃～125℃內(nèi)，基準電壓的最低溫度系數(shù)為5.33×10-6/℃，隨機抽取的10顆芯片的最低溫度系數(shù)的平均值為7.47×10-6/℃.

表1 隨機抽取10塊芯片測試結(jié)果

表2 基準電壓性能比較

2)提出一種新的芯片級溫度修調(diào)方法，可以快速找到基準電壓的最優(yōu)溫度曲線，若采用本文提出的基于計算斜率的修調(diào)方法，測試10塊芯片的平均修調(diào)次數(shù)為3.5次，若使用逐次逼近最優(yōu)溫度曲線的方法時，測試10塊芯片的平均修調(diào)次數(shù)為8.7次.效率提升59.8%.實現(xiàn)了靈活的溫度補償.該低溫度系數(shù)的帶隙基準電壓電路已成功應(yīng)用于電池管理芯片內(nèi)高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器中，提升了電池管理芯片對電池剩余電量估算的準確性.