窄寬帶數(shù)模混合情況下調(diào)制方式識(shí)別

周 盼，沈 雷，趙永寬

(杭州電子科技大學(xué)通信工程學(xué)院，浙江 杭州 310018)

0 引 言

電子偵察環(huán)境中，發(fā)送的信號(hào)往往伴有寬帶數(shù)字調(diào)制信號(hào)和窄帶信號(hào)混合出現(xiàn)的現(xiàn)象，需對(duì)接收的通信信號(hào)進(jìn)行調(diào)制方式識(shí)別。目前，調(diào)制方式識(shí)別方法主要有基于高階累積量識(shí)別方法、基于信號(hào)瞬時(shí)特征識(shí)別方法、基于信號(hào)星座圖識(shí)別方法。文獻(xiàn)[1]通過提取信號(hào)各階累積量參數(shù)來實(shí)現(xiàn)調(diào)制方式的識(shí)別，計(jì)算量大，實(shí)際工程應(yīng)用中難以實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[2]提出一種基于信號(hào)瞬時(shí)頻譜特征的識(shí)別方法，計(jì)算復(fù)雜度不高，但不能對(duì)復(fù)合調(diào)制的調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行調(diào)制方式識(shí)別，受噪聲因素影響較大，對(duì)信噪比要求較高，遠(yuǎn)距離傳輸?shù)葘?dǎo)致其識(shí)別性能下降。文獻(xiàn)[3]提出一種基于信號(hào)星座圖的識(shí)別方法，該方法是一種相移鍵控(Phase Shift Keying，PSK)/正交振幅調(diào)制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)信號(hào)調(diào)制方式識(shí)別方法，需事先對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行完全同步并對(duì)載頻進(jìn)行精確估計(jì)。目前，現(xiàn)有的調(diào)制方式識(shí)別方法主要針對(duì)PSK/QAM信號(hào)，對(duì)窄寬帶模數(shù)混合信號(hào)的識(shí)別性能不高。為此，本文采用全數(shù)字鎖相環(huán)提取信號(hào)調(diào)制信息的識(shí)別方法對(duì)窄寬帶混合信號(hào)進(jìn)行調(diào)制方式識(shí)別，取得良好性能，并能區(qū)分復(fù)合調(diào)制的窄帶調(diào)頻FM(Frequency Modulation，F(xiàn)M)信號(hào)。

1 基于全數(shù)字鎖相環(huán)路的窄寬帶混合信號(hào)調(diào)制方式識(shí)別

本文針對(duì)4種信號(hào)(BPSK，QPSK，AM-FM，MTONE-FM)展開實(shí)時(shí)調(diào)制方式識(shí)別的研究。BPSK和QPSK信號(hào)的帶寬為8 MHz，AM-FM和MTONE-FM信號(hào)的帶寬為200 kHz，并用200 MHz的采樣頻率對(duì)其進(jìn)行采樣。

在寬帶(BPSK，QPSK)、窄帶(MTONE-FM，AM-FM)信號(hào)混合情況下，先通過帶寬估計(jì)區(qū)分出不同帶寬信號(hào)，再利用全數(shù)字鎖相環(huán)跟蹤的頻率信息和解調(diào)信息實(shí)現(xiàn)調(diào)制方式識(shí)別。其中，鎖相環(huán)主要由鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LF)、壓控振蕩器(NCO)、低通濾波器(LPF)組成。總體框圖如圖1所示。

本文提出的基于全數(shù)字鎖相環(huán)提取信號(hào)調(diào)制信息的識(shí)別方法，通過傅立葉變換(Fast Fourier Transformation，F(xiàn)FT)估計(jì)初始頻率和帶寬，根據(jù)帶寬區(qū)分窄帶信號(hào)和寬帶信號(hào)。寬帶信號(hào)經(jīng)過下變頻，級(jí)聯(lián)積分梳狀(Cascade Integrator Comb，CIC)2倍抽取，低通濾波后完成載波恢復(fù)和調(diào)制信息解調(diào)，寬帶信號(hào)通過解調(diào)出來的I，Q兩路信息序列實(shí)現(xiàn)調(diào)制方式識(shí)別。窄帶信號(hào)經(jīng)過下變頻，CIC 500倍抽取，低通濾波后實(shí)現(xiàn)載波恢復(fù)和調(diào)制信息解調(diào)，

根據(jù)鎖相環(huán)路跟蹤的頻率信息的FFT頻譜圖中含有沖激分量的個(gè)數(shù)對(duì)復(fù)合調(diào)制的窄帶FM信號(hào)進(jìn)行調(diào)制方式識(shí)別。

圖1 基于載波同步環(huán)路提取用戶信息的調(diào)制方式識(shí)別框圖

1.1 基于全數(shù)字鎖相環(huán)寬帶信號(hào)的調(diào)制方式識(shí)別

寬帶(BPSK，QPSK)信號(hào)與壓控振蕩器反饋信號(hào)相乘，經(jīng)過低通濾波器、鑒相器得到相位誤差信息，環(huán)路穩(wěn)定后誤差趨于0，此時(shí)環(huán)路解調(diào)出來2路基帶信息。BPSK和QPSK信號(hào)可以寫為：

(1)

將接收到的信號(hào)與振蕩器反饋頻率相乘后，兩路信號(hào)變?yōu)椋?/p>

I(n)=[SPSK(n)cos(2πf0nTS+φ)]LPF=

(2)

(3)

式中，f0為壓控振蕩器的初始頻率，Δθ(n)為本地振蕩器與輸入信號(hào)之間的相位差值。環(huán)路穩(wěn)定后誤差Δθ趨近于0，此時(shí)，環(huán)路解調(diào)出來的I路數(shù)據(jù)為基帶數(shù)據(jù)A(n)，Q路數(shù)據(jù)為基帶數(shù)據(jù)B(n)。BPSK信號(hào)解調(diào)出的I和Q路相同，QPSK信號(hào)解調(diào)出的I和Q路不同。

鎖相環(huán)路鑒相方程如下：

(4)

首先，對(duì)AD采樣后的信號(hào)進(jìn)行頻域分析，區(qū)分出2種帶寬的信號(hào)；然后，通過搜索找出頻域最大幅值處對(duì)應(yīng)的橫坐標(biāo)值從而估計(jì)信號(hào)的初始頻率，完成信號(hào)下變頻；接下來，通過對(duì)下變頻信號(hào)進(jìn)行CIC2倍抽取和低通濾波得到同相分量和正交分量；最后，進(jìn)行載波恢復(fù)和I，Q路解調(diào)，統(tǒng)計(jì)解調(diào)出的I，Q路信號(hào)符號(hào)相同的個(gè)數(shù)，以每128個(gè)數(shù)據(jù)為一組并設(shè)定閾值為95，如果超過給定閾值即判定為BPSK信號(hào)，反之為QPSK信號(hào)。

1.2 基于全數(shù)字鎖相環(huán)窄帶FM復(fù)合信號(hào)的調(diào)制方式識(shí)別

由于FM復(fù)合調(diào)制方式的特征隱藏在頻率信息中，目前常用的調(diào)制方式識(shí)別方法不能對(duì)復(fù)合調(diào)制的FM信號(hào)(AM-FM，MTONE-FM)實(shí)現(xiàn)調(diào)制方式識(shí)別。本文通過鎖相環(huán)路跟蹤頻率信息的方式來提取復(fù)合調(diào)制FM信號(hào)的基帶信息從而進(jìn)行調(diào)制方式識(shí)別。

接收端收到的復(fù)合調(diào)制FM信號(hào)表示為：

(5)

AM-FM信號(hào)內(nèi)部調(diào)制方式表示為：

m(t)=a(t)exp(j2πf1t)

(6)

式中，a(t)為基帶信號(hào)，Kf為調(diào)制頻偏，f1為信號(hào)頻率。

MTONE-FM信號(hào)內(nèi)部調(diào)制方式表示為：

(7)

式中，ak為信號(hào)幅度，fk為信號(hào)頻率。

根據(jù)接收信號(hào)頻率初估計(jì)的結(jié)果對(duì)信號(hào)進(jìn)行混頻，并通過低通濾波器濾除和頻分量，得到FM復(fù)合調(diào)制信號(hào)同相和正交信號(hào)[4]：

(8)

(9)

式中，TS為信號(hào)的采樣間隔，Δf為輸入信號(hào)和壓控振蕩器初始頻差，m(t)為調(diào)制信號(hào)。

(10)

因?yàn)榉凑需b相方程中的除法運(yùn)算和反正切運(yùn)算在硬件上難以實(shí)現(xiàn)，所以通過式(4)進(jìn)行等價(jià)替換[5]?；谌珨?shù)字鎖相環(huán)的載波同步環(huán)路跟蹤的是頻率信息，AM和MTONE調(diào)制信號(hào)控制輸入信號(hào)的頻率，因此，頻率跟蹤曲線反映的是調(diào)制信息，對(duì)鎖相環(huán)跟蹤的含頻率信息的信號(hào)進(jìn)行FFT變換，根據(jù)調(diào)制信息頻譜特點(diǎn)實(shí)現(xiàn)調(diào)制方式識(shí)別。因?yàn)轭l譜圖是對(duì)稱的，所以只需要搜索一邊的頻譜峰值，節(jié)省了硬件資源。對(duì)AM-FM信號(hào)跟蹤的頻率信息進(jìn)行FFT變換得到一個(gè)明顯的譜峰值，而對(duì)MTONE-FM信號(hào)跟蹤的頻率信息進(jìn)行FFT變換可得到多個(gè)譜峰值。所以，可以通過搜索譜峰值的個(gè)數(shù)來區(qū)分復(fù)合調(diào)制的FM信號(hào)的類型。首先，計(jì)算出對(duì)應(yīng)信號(hào)頻譜的平均值，找出比平均值大的多波峰值，本文選取閾值是平均值的3.8倍，根據(jù)給定閾值確定沖激分量的個(gè)數(shù)。若沖激分量個(gè)數(shù)為1，則為AM-FM信號(hào)；若頻率沖激分量的個(gè)數(shù)大于1，則為MTONE-FM信號(hào)。

圖2 硬件開發(fā)平臺(tái)

2 仿真測(cè)試和結(jié)果分析

2.1 測(cè)試環(huán)境

為了驗(yàn)證本文算法性能，將中國電子科技集團(tuán)提供的 .wv信號(hào)文件拷貝到安捷倫矢量信號(hào)發(fā)生器Agilent E4438C中進(jìn)行射頻調(diào)制，信號(hào)頻率范圍為25～75 MHz，并設(shè)置不同信噪比的信號(hào)。在System Generator硬件庫下進(jìn)行全定點(diǎn)仿真，編寫Verilog語言并在EP2S180F102014上硬件實(shí)現(xiàn)。硬件開發(fā)平臺(tái)如圖2所示。

2.2 仿真結(jié)果分析

BPSK和QPSK信號(hào)符號(hào)速率為8 Mbit/s，采樣頻率為200 MHz，信噪比為10 dB。通過環(huán)路解調(diào)出來的I路和Q路信息如圖3所示。

圖3 BPSK信號(hào)和QPSK信號(hào)解調(diào)信息

從圖3可以看出：BPSK信號(hào)解調(diào)出來的I路和Q路信息序列相同，而QPSK信號(hào)解調(diào)出來的I路和Q路信息序列不同，印證了1.1節(jié)的分析結(jié)論。

圖4 兩種算法在不同信噪比下的識(shí)別性能對(duì)比

分別使用本文算法和目前廣泛使用的觀測(cè)信號(hào)平方修正瞬時(shí)頻譜方法進(jìn)行識(shí)別性能的比較分析，本文實(shí)驗(yàn)使用的是文獻(xiàn)[6]的觀測(cè)信號(hào)平方修正瞬時(shí)頻譜方法。對(duì)不同信噪比下的4種信號(hào)進(jìn)行獨(dú)立測(cè)試100次，窄帶(AM-FM，MTONE-FM)信號(hào)采樣頻率為200 MHz，帶寬為200 kHz；寬帶(BPSK，QPSK)信號(hào)采樣頻率為200 MHz，帶寬為8 MHz。識(shí)別性能對(duì)比結(jié)果如圖4所示。

從圖4可以看出：BPSK信號(hào)的信噪比低于2 dB時(shí)，本文方法識(shí)別率高于文獻(xiàn)[6]方法；本文算法對(duì)QPSK信號(hào)的識(shí)別率明顯高于文獻(xiàn)[6]方法；信噪比在[2 dB，10 dB]時(shí)，利用本文算法AM-FM信號(hào)的識(shí)別正確率達(dá)到100%，而文獻(xiàn)[6]方法不能區(qū)分復(fù)合調(diào)制的窄帶FM信號(hào)。因此，從識(shí)別性能角度來看，本文算法具有一定的優(yōu)勢(shì)。

3 結(jié)束語

本文針對(duì)窄帶、寬帶信號(hào)的調(diào)制方式識(shí)別方法，提出基于全數(shù)字鎖相環(huán)提取信號(hào)調(diào)制信息的識(shí)別方法，算法運(yùn)算簡單，易于硬件實(shí)現(xiàn)。相較于瞬時(shí)譜特征識(shí)別方法，可以識(shí)別出復(fù)合調(diào)制的窄帶FM信號(hào)。下一步將解決存在大功率干擾信號(hào)情況下有用信號(hào)的調(diào)制方式識(shí)別。