智能接觸器高頻激磁動態(tài)特性采集系統(tǒng)的設(shè)計

韓志平， 湯龍飛

(福州大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院, 福建 福州 350108)

0 引言

接觸器是一種廣泛應(yīng)用于工業(yè)系統(tǒng)的控制電器， 其性能指標(biāo)影響著系統(tǒng)的穩(wěn)定性[1]. 接觸器在吸合過程中的線圈電壓、 線圈電流、 動鐵心位移等機電參量曲線構(gòu)成動態(tài)特性， 是判斷接觸器性能優(yōu)劣的重要依據(jù)[2-3]. 目前， 對接觸器的動態(tài)特性進行分析主要通過仿真及測試兩種方式： 文 [4-6]分別采用一體化聯(lián)合仿真、 三維有限元仿真或多物理場耦合仿真分析接觸器的動態(tài)特性； 文 [7-9]以數(shù)據(jù)采集卡為核心構(gòu)建采集系統(tǒng)， 采集接觸器動態(tài)特性數(shù)據(jù)， 之后在上位機分析. 以上兩種方法都是研究接觸器動態(tài)特性的有效手段.

近年來接觸器的智能控制技術(shù)發(fā)展迅速， 文 [10-12]提出了接觸器的PWM控制方案， 以線圈電流為反饋進行閉環(huán)控制， 調(diào)節(jié)線圈高頻方波電壓的導(dǎo)通周期數(shù)及占空比； 文 [13-15]在電流閉環(huán)的基礎(chǔ)上， 采用位移估算技術(shù)構(gòu)建無位置傳感器的位移閉環(huán)控制， 其線圈激勵電壓同樣為高頻方波； 文 [16]采用線圈電壓平均值作為反饋， 以PWM信號調(diào)節(jié)激磁電壓占空比， 接觸器的激磁電壓同樣為高頻方波. 通過以上智能控制方案可知： 接觸器激磁方式正在由工頻交流或直流向高頻轉(zhuǎn)變， 這種轉(zhuǎn)變給動態(tài)特性分析帶來新的挑戰(zhàn)， 因此需要采用新的方法來研究高頻激磁下接觸器的動態(tài)特性.

虛擬儀器技術(shù)相較于傳統(tǒng)儀器其擴展性和靈活性更強， 便于實現(xiàn)數(shù)據(jù)處理及特定參量的自定義測量[17]. 本研究采用虛擬儀器技術(shù)構(gòu)建智能接觸器高頻激磁動態(tài)特性采集系統(tǒng)， 可滿足傳統(tǒng)工頻及高頻激勵下接觸器的動態(tài)數(shù)據(jù)采集. 在此基礎(chǔ)上結(jié)合接觸器電磁機構(gòu)驅(qū)動電路， 提出根據(jù)驅(qū)動信號及前端濾波電容的低頻電壓來合成線圈高頻方波電壓并計算電磁機構(gòu)磁鏈， 大幅降低采集系統(tǒng)對傳感器帶寬及采集卡采樣速度的要求. 該方法不僅大幅降低了成本， 更重要的是便于實現(xiàn)接觸器高頻激磁下磁鏈計算方法的嵌入式應(yīng)用， 為接觸器動態(tài)特性在線監(jiān)測及探索新的智能控制方案打下基礎(chǔ). 利用虛擬儀器技術(shù)編寫數(shù)據(jù)處理算法， 驗證了這一合成方法的有效性.

1 智能接觸器高頻激磁動態(tài)特性采集系統(tǒng)原理

圖1 數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)原理圖Fig.1 Schematic of data acquisition system

動態(tài)特性采集系統(tǒng)如圖1所示， 整體可分為接觸器激磁控制回路及數(shù)據(jù)采集回路兩部分. 激磁控制回路由可調(diào)直流/交流電源、 轉(zhuǎn)換開關(guān)1、 電磁機構(gòu)驅(qū)動電路、 轉(zhuǎn)換開關(guān)2及接觸器本體構(gòu)成. 可調(diào)交流或直流電源直接為接觸器或電磁機構(gòu)驅(qū)動電路提供輸入電源； 轉(zhuǎn)換開關(guān)1負(fù)責(zé)根據(jù)控制線1的指令選擇輸入電源為交流/直流或懸空， 并將開關(guān)狀態(tài)返回到數(shù)據(jù)采集卡I/O接口； 電磁機構(gòu)驅(qū)動電路結(jié)合板上dsPIC數(shù)字控制系統(tǒng)， 來靈活配置其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)， 完成接觸器的電流閉環(huán)、 等效電壓閉環(huán)及高壓起動低壓保持等常見的智能控制方案， 并將驅(qū)動信號返回到采集卡I/O接口； 轉(zhuǎn)換開關(guān)2根據(jù)控制線2的指令將接觸器直接接入電源端或通過驅(qū)動電路進行激磁或懸空不接入， 并將開關(guān)狀態(tài)返回到采集卡I/O接口.

數(shù)據(jù)采集回路由線圈電流檢測電路、 高頻線圈電壓檢測電路、 低頻線圈電壓檢測電路、 激光位移檢測電路、 信號調(diào)理電路、 數(shù)據(jù)采集卡及上位機程序構(gòu)成. 接觸器動態(tài)過程中的線圈電壓、 線圈電流及動鐵心位移， 經(jīng)信號調(diào)理電路的量程變換后送入采集卡模擬通道采樣， 之后在上位機進行波形顯示及數(shù)據(jù)處理. 高頻線圈電壓檢測電路主要用于1～50 kHz激磁電壓的檢測， 滿足智能控制中高頻方波激磁檢測的需求， 低頻線圈電壓檢測電路主要用于1 kHz以下激磁電壓的檢測， 滿足低成本的工頻激磁檢測需求. 接觸器線圈屬于阻感負(fù)載， 線圈電壓可以突變， 但電流不會突變， 因此本系統(tǒng)適配的線圈電流檢測電路能檢測工頻及高頻激磁下的線圈電流信號. 該數(shù)采系統(tǒng)可滿足大部分接觸器的激磁及動態(tài)特性測量任務(wù).

2 電磁機構(gòu)驅(qū)動電路設(shè)計

圖2 電磁機構(gòu)驅(qū)動電路Fig.2 Driving circuit of electromagnetic mechanism

在激磁控制回路中， 最為重要的部分為電磁機構(gòu)驅(qū)動電路， 靈活的驅(qū)動電路可保證采集系統(tǒng)兼容目前大多數(shù)的接觸器智能控制方案， 進行多種智能控制下動態(tài)數(shù)據(jù)的采集. 驅(qū)動電路原理如圖2所示. 交流或直流電源從Input端口輸入； D1、 D2、 D3、 D4為二極管， 組成整流橋； C1為輸入濾波電容， HV+、 HV-分別為整流濾波后的電壓正負(fù)極； R1、 R2為精密電阻， 構(gòu)成分壓采樣電路，Vcap節(jié)點輸出分壓值； S1、 S2為MOSFET開關(guān)，SH、SL為其驅(qū)動信號， D5、 D6為快恢復(fù)二極管， S1、 S2、 D5、 D6組成斬波控制電路； Coil為接觸器線圈； V1為霍爾電流傳感器，iFB為節(jié)點輸出電流檢測值； DC電源為一直流低壓； S3為光耦MOSFET，SD為其驅(qū)動信號； D7為快恢復(fù)二極管， 防止HV+高壓串入DC低壓回路.

該驅(qū)動電路結(jié)合靈活的dsPIC數(shù)字控制系統(tǒng)， 可實現(xiàn)目前大多數(shù)的接觸器智能控制方案， 如：

1) 置SL為高電平使S2導(dǎo)通， 通過對SH及SD的時序控制可實現(xiàn)接觸器的高壓直流起動， 低壓直流保持[18]；

2) 置SL為高電平使S2導(dǎo)通， 將驅(qū)動電路配置為兩態(tài)， 根據(jù)iFB節(jié)點輸出的電流， 對SH的導(dǎo)通脈寬及導(dǎo)通周期數(shù)進行控制, 可完成接觸器的兩態(tài)電流閉環(huán)控制[11]；

3) 設(shè)置SH完全復(fù)制SL的驅(qū)動信號， 使S1、 S2開關(guān)狀態(tài)相同， 將驅(qū)動電路配置為三態(tài)， 同時根據(jù)iFB輸出的電流， 對SH、SL的導(dǎo)通脈寬及導(dǎo)通周期數(shù)進行控制， 可完成接觸器的三態(tài)電流閉環(huán)控制[19]；

4) 同理， 可將驅(qū)動電路配置為兩態(tài)或三態(tài)， 但采用線圈等效電壓值作為反饋， 進行電壓閉環(huán)控制， 實際線圈等效電壓可以通過Vcap節(jié)點輸出的分壓值結(jié)合驅(qū)動信號占空比計算得到[16]；

5) 此外， 還可實現(xiàn)電壓或電流閉環(huán)斬波起動， 之后控制SD為高電平， 同時驅(qū)動SL使S2導(dǎo)通， 轉(zhuǎn)入直流低壓保持， 從而實現(xiàn)斬波起動、 直流保持的混合控制方案[11].

該靈活的電磁機構(gòu)驅(qū)動電路為實現(xiàn)接觸器智能控制下的數(shù)據(jù)采集提供硬件基礎(chǔ).

3 數(shù)據(jù)采集回路設(shè)計

采用萊姆LA25-NP電流傳感器進行線圈電流隔離檢測， 可實現(xiàn)0～±36 A的電流測量范圍， 測量帶寬為DC～150 kHz， 滿足工頻及高頻激勵下線圈電流的測量要求. 采用萊姆LV25-P電壓傳感器進行低頻線圈電壓的隔離檢測， 電壓的測量范圍為0～±900 V， 測量帶寬為DC～10 kHz， 難以滿足高頻激磁電壓的測量要求； 本研究采用萊姆CV3-1000電壓傳感器另設(shè)一高頻線圈電壓檢測回路， 電壓的測量范圍為0～±1 000 V， 測量帶寬DC～500 kHz， 可滿足高頻激勵電壓的測量要求. 采用基恩士LK-G5001V控制器配LK-H150位移感測頭來測量接觸器動鐵心位移， 位移采樣速度392 kHz， 測量精度0.25 mm， 位移測量范圍為±40 mm.

圖3 信號調(diào)理電路Fig.3 Signal conditioning circuit

采集回路中各傳感器輸出的電壓范圍各不相同， 需設(shè)計信號調(diào)理電路對各傳感器輸出電壓進行平移及縮放， 以調(diào)整到合適的范圍， 便于數(shù)據(jù)采集， 典型的信號調(diào)理電路如圖3所示. 以TL072高性能運放為核心， 其單位增益帶寬高達(dá)3 MHz， 可保證高頻信號的調(diào)理要求， 傳感器信號從In端輸入， 通過R10及R13分別進行輸出波形的提升及縮放調(diào)節(jié)， 第二個運放單元接成電壓跟隨， 進行傳感器輸出信號與采樣通道間的阻抗匹配， Out端輸出信號直接連接采集卡模擬通道， 進行采樣.

采集卡選擇NI公司USB-6361， 具有16路16位AI通道， 用于多通道采樣時總的最大采樣率達(dá)1 MHz， 具有24路高速數(shù)字I/O通道及2路高速AO通道， 配合LabVIEW開發(fā)環(huán)境， 可方便地編寫上位機程序. 系統(tǒng)中的電阻均采用精密電阻， 以保證采樣精度， 采用“兵字”全封閉式工頻變壓器為系統(tǒng)提供低噪聲的測量用電源， 在傳感器及芯片等有源器件電源端口處布置旁路電容， 提高系統(tǒng)抗干擾能力.

4 數(shù)據(jù)采集及二次處理

4.1 磁鏈求解原理

系統(tǒng)可直接采集線圈電壓、 線圈電流、 動鐵心位移等信息， 然而在實際應(yīng)用中往往需要將這些數(shù)據(jù)進行二次處理， 得到更深入的信息， 如動態(tài)電感、 電磁吸力等， 這些參量對于接觸器智能控制器的設(shè)計及控制方案的優(yōu)化具有重要作用[11]. 動態(tài)電感及電磁吸力的計算都需要磁鏈作為中間變量， 若已知接觸器動態(tài)過程中的磁鏈， 則可按下式求得動態(tài)電感L[4]、 動態(tài)過程中的電磁吸力Fx和磁鏈ψ.

(1)

式中：ψ為電磁系統(tǒng)磁鏈；icoil為線圈電流；L為動態(tài)電感;μ0為空氣磁導(dǎo)率；S為動靜鐵心接觸面積；N為線圈匝數(shù)；Fx為電磁吸力；ucoil為線圈電壓；Rcoil為線圈電阻.

4.2 線圈高頻電壓合成原理

采集系統(tǒng)的高頻線圈電壓檢測通道， 可直接采集接觸器高頻方波激勵電壓. 但在某些低成本的采集或嵌入式應(yīng)用場合， 無法采用高性能的硬件配置， 因此本小節(jié)探討如何采用低頻線圈電壓檢測通道配合軟件處理， 實現(xiàn)高頻激勵電壓的采集.

電磁機構(gòu)驅(qū)動電路如圖2所示， 在PWM控制方式下， 高頻線圈電壓的頻率、 占空比及極性由SH、SL決定， 而高頻電壓包絡(luò)線則由HV+決定， 因此可通過對HV+及SH、SL的軟件處理來合成該高頻線圈電壓,合成原理如圖4所示. 通過采集卡模擬輸入通道采集Vcap及iFB模擬波形數(shù)據(jù)， 通過數(shù)字輸入通道采集SH、SL數(shù)字波形數(shù)據(jù)， 數(shù)字通道的采樣頻率設(shè)置為模擬輸入通道的n倍(n為正整數(shù)). 之后在LabVIEW中獲取波形成分， 包括：iFB幅值數(shù)組，Vcap幅值數(shù)組，SH、SL數(shù)字波形的初始時刻t0， 數(shù)據(jù)間隔dt， (SH、SL)組成的二進制二維數(shù)組及二進制數(shù)組對數(shù).

圖4 線圈高頻電壓合成原理Fig.4 Schematic of high-frequency coil voltage synthesis

依據(jù)驅(qū)動電路的硬件結(jié)構(gòu)， (SH、SL)數(shù)組決定著電路的狀態(tài)： 當(dāng)(SH、SL)為(1,1)且iFB>0時， HV+電壓施加在線圈兩端， 結(jié)合電阻分壓比， 其值可以根據(jù)Vcap乘以電路狀態(tài)系數(shù)1得到； 當(dāng)(SH、SL)為(1,0)且iFB>0時， 沒有電壓施加在線圈兩端， 線圈電流沿著S1、 D5續(xù)流(暫不考慮管壓降)， 其值可以根據(jù)Vcap×0得到； 當(dāng)(SH、SL)為(0,1)且iFB>0時， 沒有電壓施加在線圈兩端， 線圈電流沿著D6、 S2續(xù)流， 其值可以根據(jù)Vcap×0得到； 當(dāng)(SH、SL)為(0,0)且iFB>0時， 線圈電流沿著D6、 D5續(xù)流， -HV+電壓施加在線圈兩端， 其值可以根據(jù)Vcap× -1再結(jié)合電阻分壓比得到. 將(SH、SL)數(shù)組轉(zhuǎn)換成BCD碼， 方便在LabVIEW中采用條件結(jié)構(gòu)進行編程， BCD碼與電路狀態(tài)系數(shù)的邏輯對應(yīng)關(guān)系如表1所示.

表1 電路狀態(tài)邏輯關(guān)系

上述4種狀態(tài)僅在iFB>0時成立， 當(dāng)驅(qū)動電路還未開始工作或續(xù)流過程結(jié)束時iFB=0， 沒有電壓施加在線圈兩端， 因此得出電路狀態(tài)系數(shù)之后還需判斷iFB是否大于零， 其邏輯結(jié)果與電路狀態(tài)系數(shù)作邏輯與運算后作為最終的電壓系數(shù)k.

圖5 高頻激磁電壓重構(gòu)原理Fig.5 Principle of high-frequency excitation voltage reconstruction

最后即可進行VH高頻激磁電壓的重構(gòu)， 具體原理如圖5所示. 由于數(shù)字通道的采樣頻率是模擬通道的n倍， 因此在相同采樣時間內(nèi)， 數(shù)字通道數(shù)據(jù)個數(shù)是模擬通道的n倍， 在VH的重構(gòu)過程中需要作除法運算， 進行數(shù)據(jù)區(qū)塊劃分： 將二進制數(shù)組對數(shù)除以n， 得到VH區(qū)塊數(shù)m， 在每個區(qū)塊中按照時序使得每n個電壓系數(shù)對應(yīng)同一個Vcap幅值； 之后將每n個電壓系數(shù)乘以對應(yīng)的Vcap幅值， 并配合數(shù)字波形初始時刻t0， 時間間隔dt， 在時域上依次運算重構(gòu)即可得到線圈的高頻方波電壓VH.

采集卡模擬通道為異步采樣方式， 多個模擬通道同時使用， 總的采樣率為1 MHz， 該合成方法采用數(shù)字通道采集開關(guān)驅(qū)動信號， 不分用采集卡模擬通道的采樣速度； 另外， 即使采用低成本的采集卡其數(shù)字通道往往可以達(dá)到MHz級的采樣速度， 可以精確地采集到開關(guān)驅(qū)動信號， 而前端Vcap幅值信號僅為兩倍工頻， 采用較慢的模擬采樣速度即可精確采集， 因此采用低成本的采集卡甚至單片機等嵌入式芯片構(gòu)建的采集系統(tǒng)即可保證VH合成信號的精確度.

5 實驗及分析

采用LabVIEW編寫上位機程序， 對接觸器的動態(tài)特性數(shù)據(jù)進行采集并處理， 采集界面如圖6所示. 實驗中接觸器采用電流閉環(huán)控制， 起動電流設(shè)為3 A， 保持電流設(shè)為0.5 A， 通過高頻方波電壓實現(xiàn)大電流起動， 小電流吸持， 之后分?jǐn)? 低頻線圈電壓通道采樣率設(shè)置為5 kHz， 采樣頻率倍比n設(shè)為50， 則數(shù)字通道采樣率被設(shè)為250 kHz， 設(shè)置高頻線圈電壓通道采樣率與數(shù)字通道采樣率相同， 采集到的波形數(shù)據(jù)如圖7所示， 設(shè)計的采集系統(tǒng)可以準(zhǔn)確地采集接觸器的動態(tài)特性數(shù)據(jù).

圖6 采集系統(tǒng)界面Fig.6 Interface of the acquisition system

以圖7的高頻線圈電壓為基準(zhǔn)， 與采用圖7的前端濾波電容電壓與驅(qū)動信號合成的線圈電壓波形進行對比， 如圖8所示. 其整體波形與細(xì)節(jié)波形基本重合， 驗證了合成方法的有效性. 根據(jù)式(3)， 利用合成電壓以及高頻通道采集電壓分別計算磁鏈波形， 處理到同一個波形圖窗口， 如圖9(a)所示. 兩條曲線基本重合， 再次驗證了高頻線圈電壓合成方法的準(zhǔn)確性.

圖7 接觸器動態(tài)過程波形Fig.7 Waveform of contactor dynamic process

圖8 線圈電壓對比Fig.8 Comparison of coil voltage

圖9 不同n值的磁鏈對比波形Fig.9 Waveforms of different n-valued flux linkage

根據(jù)合成原理， 采樣倍比n決定著每個VH區(qū)塊中的數(shù)據(jù)個數(shù)，VH區(qū)塊數(shù)則由模擬通道的采樣數(shù)據(jù)個數(shù)m決定， 按照區(qū)塊對每個Vcap數(shù)據(jù)在時序上進行n倍頻細(xì)化， 即可合成高頻線圈電壓波形， 因此n決定著合成電壓的準(zhǔn)確度， 進而決定計算磁鏈的準(zhǔn)確度. 采用均方誤差和線性回歸作為衡量合成精度的評價指標(biāo)[20]， 均方誤差(MSE)是指參數(shù)估計值與真值之差平方的均值， 是衡量平均誤差的一種較為方便的方法， 本研究采用高頻線圈電壓檢測通道直接采樣得到的波形來計算磁鏈作為真值， 合成電壓計算的磁鏈作為估計值,

(2)

式中：ψH為高頻線圈電壓檢測通道采樣電壓計算的磁鏈；ψL為合成電壓計算的磁鏈；N為數(shù)據(jù)個數(shù).

設(shè)置不同的n值， 磁鏈波形如圖9所示.n=1時， 由于數(shù)字通道及高頻通道采樣率不足， 無法正確還原磁鏈波形；n=5時， 采樣率已達(dá)到要求， 可準(zhǔn)確地還原出磁鏈波形， 合成電壓計算的磁鏈波形誤差較?。籲=50時， 合成電壓計算的磁鏈與高頻線圈電壓檢測通道采樣電壓計算的磁鏈基本重合， 誤差進一步減小. 因此， 隨著n值的增加， 數(shù)字通道的采樣率也增加， 可以更及時地捕捉到開關(guān)驅(qū)動信號， 使合成的高頻線圈電壓更準(zhǔn)確， 進而使計算磁鏈的準(zhǔn)確度增加.

6 結(jié)語

1) 根據(jù)當(dāng)前智能接觸器的高頻激磁特點， 設(shè)計完成智能接觸器高頻激磁動態(tài)特性采集系統(tǒng)， 可以獲取接觸器在智能控制下的動態(tài)數(shù)據(jù)， 有助于進一步開展智能接觸器動態(tài)特性研究.

2) 提出一種利用驅(qū)動電平信號及前端濾波電容的低頻電壓來合成線圈高頻電壓的方法， 該方法大幅度降低了采集系統(tǒng)的硬件成本， 為實現(xiàn)低成本磁鏈計算方法的嵌入式應(yīng)用奠定了基礎(chǔ).

3) 進一步對線圈高頻電壓合成方法的精度進行研究， 實驗表明， 提高采樣倍比n可以增加合成高頻線圈電壓的精度.