基于Simulink仿真的一種特種電源設計

王家校

（杭州士蘭微電子股份有限公司，杭州 310000）

0 引言

隨著國防現代化進程的推進，在特種設備建設方面，原來老式設備因其機械傳動的結構嚴重影響設備的一些隱聲性能，且經過長期使用運行后，已存在著可靠性差、故障率高、蓄電池能耗大、能量轉換效率低、維護修理困難且工作量大等問題，這些問題已直接影響到正常任務的執(zhí)行。此外，機組長期工作時所產生高頻強噪音及高溫時產生的異味對工作人員的身心健康及戰(zhàn)斗力發(fā)揮也帶來了極大的負面影響[1]。在這種情況下采用新型高效、節(jié)能和低噪音的電力變流器來替代電動發(fā)電機組的要求，已經變得越來越迫切。

針對特種電源設計上所存在的問題，本文采用SPWM技術，通過Simulink仿真，指導設計了適合于特種設備的改裝工程要求的新型逆變電源裝置，具有重要的意義。

1 工作原理與設計

1.1 硬件電路設計

本裝置為直流175～320VDC的蓄電池電源逆變轉換133 V/50 Hz交流電輸出，為所在區(qū)域的交流負載及應急負載提供配電。

本設計模塊因極性保護回路、直流濾波網絡、逆變模塊、功率變壓器、交流濾波網絡等部分組成，如圖1所示。

圖1 逆變電源裝置配置框圖

1.1.1 直流濾波網絡

由帶氣隙的電抗器和濾波網絡組成，用以濾掉直流側電壓波動產生的干擾和消除逆變電源諧波對直流側蓄電池的干擾，保障逆變電源裝置的電磁兼容性問題[2]。通過計算，先分別得出直流平波電抗器和直流電解電容的值分別如下：

1.1 .2逆變模塊

本設計由IGBT主回路、輔助直流電源模塊、隔離驅動模塊、模擬量處理模塊、環(huán)境量處理模塊、IO輸出處理模塊、輸出處理模塊、CAN通訊模塊、顯示通訊模塊、DSP主控單元等模塊組成。

采用高性能的DSP作為控制核心，控制算法上采用模糊控制算法，主要用于控制和數據處理，并具有脈寬調制信號輸出端口。IGBT模塊計算如下。

由容量P=35 kW時，流過IGBT電流為：

選取啟動安全系數α=5，則IGBT期望電流為I=α×IIGBT=5×169=845(A)。選用英飛凌900 A，1 200 V的IGBT模塊，型號為FF900RIE4。

1.1.3 功率變壓器

功率變壓器是逆變電源裝置主要功能器件，工作在電壓脈沖狀態(tài)，實現電力功率傳輸、隔離[3]。本文采用變壓器級聯方式，保障逆變輸出三電平電壓，實現電壓多重化，計算和選型如下。

對于133 V/50 Hz輸出電壓，為變壓器副邊串聯獲得，因此變壓器副邊電壓額定值為133/1.414=95 V，選取90 V。功率為35 kVA，對于相同變壓器串聯時，輸出總功率：

逆變器輸出功率為2臺變壓器輸出功率，其負載能力為70 kVA，滿足要求。

1.1.4 交流濾波網絡

由單相交流濾波器、正弦波電抗器等組成網絡，用以濾掉交流側高次諧波，并提供滿足用戶要求品質的供電電源，滿足電磁兼容性[4]。

單相濾波，選用傳統的LC濾波結構，SPWM波經過濾波器后，輸出正弦基波電壓，為負載供電。

圖2 LC濾波原理圖

由圖2所示，LC濾波器的傳遞函數：

式中：ωL為LC諧振角頻率，ξ為阻尼系數，為濾波器輸出電壓；Ui(s)為濾波器輸入電壓。

濾波器截止頻率：

對于高頻SPWM，工程上LC濾波器的截止頻率選擇載波的1/10～1/5，則濾波電抗器計算：

取Uo=133 V，I=5 A，fc=6 000 Hz，則截止頻率fL=1 200 Hz，則有：

考慮變壓器串聯，實際選取L=200μH，C=250μF。

1.2 控制原理設計

1.2.1 控制算法設計

逆變器的輸出電壓Vi通過二階LC濾波器得到正弦波輸出電壓Vo，電阻r為濾波電感等效串聯電阻，以及死區(qū)等其他雜散阻尼因素的綜合。由文獻[5]得到濾波器Vi到Vo的傳遞函數為:

空載時i0=0，則傳遞函數為：

等效的控制模型如圖3所示。

圖3 濾波器數學模型

逆變器采用電流電壓雙閉環(huán)控制，這提高了系統的穩(wěn)定性和控制裝置品質[6]，雙閉環(huán)控制系統結構框圖如圖4所示。

圖4 雙閉環(huán)系統控制結構框圖

1.2.2 電流內環(huán)算法設計

圖5所示為簡化的電流環(huán)框圖，Iref為給定的參考電流，Kc為內環(huán)比例控制參數，iL為輸出電流。

圖5 簡化的電流環(huán)框圖

ZOH為零階保持環(huán)節(jié)，S域傳遞函數為：

式中TS為采樣周期，則電流內環(huán)的開環(huán)傳遞函數為：

將閉環(huán)極點配置到Z平面原點，相應速度最快，令Z=0有：

其載波頻率fc為6 000 Hz，則TS=1/6 000=0.167 ms，另外，L=200μH=0.2 mH，則有：KC=0.2/0.167=1.197。

1.2.3 電壓外環(huán)算法設計

電流環(huán)的截止頻率高于電壓環(huán)，其跟蹤速度要遠快于

閉環(huán)傳遞函數的特征方程為：電壓環(huán)，電壓外環(huán)時，假定電流環(huán)為增益1的比例環(huán)節(jié)[2]，如圖6所示。

圖6 簡化的電壓環(huán)框圖

電壓環(huán)采用數字PI控制器，其Z傳遞函數為：

式中：Kp為比例系數；Ki=KpTs/Ti為積分系數；Ts為采樣周期；Ti為積分時間常數。電壓外環(huán)的開環(huán)Z傳遞函數為：

其閉環(huán)傳遞函數的特征方程為：

式中：K2為電壓環(huán)反饋比例系數；C為濾波電容。令z=0，有：

依據工程實踐，增加假定的約束條件來減少變量數。

式中：T1為純比例控制的臨界振蕩周期，可以通過調試得到。

由上式可得：

系統中電壓采樣頻率FS=6 000 Hz，則：TS=0.167 ms；濾波電容容量C=250μF，電壓反饋系數K2=1。

由上式可得：

由此可得方案設計中電壓電流雙閉環(huán)控制參數。電流反饋：比例系數KC=1.197；電壓反饋：比例系數Kp=1.5，積分系數Ki=0.3。

逆變器工作環(huán)境是非常復雜的，其輸入條件和輸出負載，以及電磁環(huán)境都是隨時變化的，分析的參數必須在實際試驗中再進行調整。

1.3 SPWM原理

產生正弦波時，本設計采用規(guī)則對稱采樣法，如圖7所示。

圖7 規(guī)則對稱采樣法算法圖

采用三角波作為載波的規(guī)則采樣獲得SPWM波，在三角波零峰tD時刻對正弦調制波采樣得到D點，過D點作水平直線與三角波分別交于A點和B點，在A點的時刻tA和B點的時刻tB間輸出高電平，其他時刻輸出低電平[7]。根據三角關系，可以得出：

實現H半橋控制，其另一半橋，相位相差180°。

圖8 主程序模塊流程圖

將計算脈沖寬度轉換成DSP2812數據，實現SPWM數字控制。

1.4 系統軟件設計

主程序如圖8所示。

2 仿真與結果

在Matlab/Simulink平臺上[8]，對系統設計進行驗證仿真，進一步優(yōu)化方案參數，采用電壓有效值單閉環(huán)，雙極性多電平級聯SPWM算法[9]。

2.1 逆變器空載諧波指標

逆變器空載諧波指標如表1所示。

表1 逆變器空載諧波指標

220 V直流輸入時仿真諧波頻譜如圖9所示。

圖9 諧波頻譜圖

2.2 逆變器純阻性全載諧波指標

逆變器純阻性負載諧波指標如表2所示。

表2 逆變器純阻性諧波指標

220 V直流輸入時仿真諧波頻譜如圖10所示。

圖10 諧波頻譜圖

2.3 逆變器滯后0.8功率因素全載諧波

逆變器滯后0.8諧波指標如表3所示。

表3 逆變器滯后0.8諧波指標

220 V直流輸入時仿真諧波頻譜如圖11所示。

圖11 諧波頻譜圖

2.4 負載突加突卸指標

2.4.1 空載到半載突加

負載由空載到半載，再由半載到全載，電壓變化的百分率，仿真結果如下。175 V直流輸入時，空載到半載電流和電壓變化如圖12所示。

圖12 175 V直流輸入空載到半載電流和電壓變化圖

220 V直流輸入時，空載到半載電流和電壓變化如圖13所示。

320 V直流輸入時，空載到半載電流和電壓變化如圖14所示。

2.4.2 半載到全載突加

175 V直流輸入時，半載到全載電流和電壓變化如圖15所示。

220 V直流輸入時，半載到全載電流和電壓變化如圖16所示。

320 V直流輸入時，半載到全載電流和電壓變化如圖17所示。

圖13 220 V直流輸入空載到半載電流和電壓變化圖

圖14 320 V直流輸入空載到半載電流和電壓變化圖

圖15 175 V直流輸入半載到全載電流和電壓變化圖

圖16 220 V直流輸入時，半載到全載電流和電壓變化如圖

圖17 320 V直流輸入半載到全載電流和電壓變化圖

2.4.3 負載突加指標

突加負載電壓變化率如表4所示。

表4 突加負載電壓變化率

表5 突卸負載電壓變化率

2.4.4 負載突卸指標

220 V直流輸入時，全載到半載電流和電壓變化如圖18所示。

圖18 220 V直流輸入全載到半載電流和電壓變化圖

突卸負載電壓變化率如表5所示。

3 結束語

本文提出的硬件電路的設計，硬件器件參數計算和選型，并通過詳細的參數計算結合控制算法，建立Matlab/Simulink模型，通過仿真，對電源輸出的諧波指標，負載突變的動態(tài)響應等重要指標來看，都滿足設計的要求，對特種電源的正式生產具有重要的指導意義，不僅可以節(jié)省成本，縮短研發(fā)和生產周期，對于保證性能和可靠性也起到了很好的前瞻作用。