艦船特殊負(fù)載的電流型脈沖電源的設(shè)計(jì)與驗(yàn)證

嚴(yán)民雄，陳瑞，王偉，王五桂，胡鍇

中國(guó)艦船研究設(shè)計(jì)中心，湖北武漢430064

0 引 言

隨著艦船綜合電力系統(tǒng)的發(fā)展，涌現(xiàn)了一大批瞬時(shí)大功率、暫態(tài)運(yùn)行特點(diǎn)的特殊負(fù)載，這些特殊負(fù)載如果直接連接至電網(wǎng)，其瞬時(shí)高能量的釋放易對(duì)電力系統(tǒng)產(chǎn)生沖擊［1］，因此，特殊負(fù)載的供電保障性一直是近些年來(lái)研究的熱點(diǎn)問(wèn)題。特殊負(fù)載基本上由其脈沖電源供電，而脈沖電源一般由初級(jí)電源、中間儲(chǔ)能系統(tǒng)和脈沖形成網(wǎng)路這3個(gè)部分組成。這其中中間儲(chǔ)能方式及放電拓?fù)錁O為關(guān)鍵［2］。中間儲(chǔ)能系統(tǒng)主要有電容型儲(chǔ)能、電感型儲(chǔ)能和旋轉(zhuǎn)機(jī)械儲(chǔ)能3 種形式。理論上，三者的儲(chǔ)能密度比為1∶10∶100。

迄今，對(duì)于電容型儲(chǔ)能系統(tǒng)的研究已較為成熟，但電容本身儲(chǔ)能密度較低，從而限制了其在實(shí)際系統(tǒng)中的應(yīng)用；旋轉(zhuǎn)機(jī)械儲(chǔ)能方式的儲(chǔ)能密度大，為非靜止儲(chǔ)能，冷卻困難，需要一次性存儲(chǔ)多次脈沖的能量，而其最大缺陷是結(jié)構(gòu)非常復(fù)雜且難以實(shí)施［3］；電感型儲(chǔ)能系統(tǒng)儲(chǔ)能密度較高，為靜態(tài)形式儲(chǔ)能，易于冷卻，因而成為近期研究的熱點(diǎn)之一［4］。

在初級(jí)電源方面，國(guó)內(nèi)外學(xué)者和研究機(jī)構(gòu)都是基于Meat grinder 和XRAM 這2 種基本電流脈沖壓縮拓?fù)溟_(kāi)展對(duì)電感型儲(chǔ)能脈沖電源的拓?fù)溲芯?，且目前的研究都只考慮儲(chǔ)能元件存儲(chǔ)一次脈沖的能量，以進(jìn)行間隔式儲(chǔ)能及放電，并將脈沖電源模塊化，通過(guò)多電源模塊的協(xié)同工作產(chǎn)生負(fù)載需要的脈沖電流［5-6］。

Meat grinder 電路拓?fù)涞幕驹硎抢脙?chǔ)能電感之間的磁耦合瞬時(shí)轉(zhuǎn)移能量，從而形成脈沖電流［7］。該電路從原理上要求儲(chǔ)能電感之間的磁耦合越強(qiáng)越好，但從空心電感的設(shè)計(jì)和制造角度看，上述要求較難實(shí)現(xiàn)。實(shí)際系統(tǒng)中線圈之間的受力比較復(fù)雜，對(duì)線圈的機(jī)械強(qiáng)度要求較高。XRAM 電路的基本原理是電流倍增原理，電感通過(guò)從電流源串聯(lián)充電轉(zhuǎn)換為并聯(lián)放電，從而產(chǎn)生電流倍增效果［8］，該電路的關(guān)鍵在于若干開(kāi)關(guān)的協(xié)調(diào)配合，控制較為復(fù)雜。關(guān)斷開(kāi)關(guān)的關(guān)斷電流和耐受電壓的問(wèn)題一直是電感型儲(chǔ)能脈沖電源拓?fù)湓O(shè)計(jì)的研究重點(diǎn)［9］。美國(guó)的先進(jìn)技術(shù)研究所（IAT）在Meat grinder 拓?fù)涞幕A(chǔ)上，引入電容用以回收漏磁和減緩電感電流的變化，形成了STRETCH meat grinder拓?fù)?，成功減小了關(guān)斷開(kāi)關(guān)的關(guān)斷電壓［9］。德國(guó)聯(lián)合實(shí)驗(yàn)室（ISL）提出了ICCOS 關(guān)斷技術(shù)［10］，清華大學(xué)于歆杰課題組將其分別應(yīng)用于XRAM 拓?fù)浜蚐TRETCH meat grinder拓?fù)洳⑦M(jìn)行了改進(jìn)，一定程度上解決了關(guān)斷電流和耐受電壓的問(wèn)題［11-12］。該課題組還結(jié)合了2種基本拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)，提出單級(jí)嵌入STRETCH meat grinder 的XRAM 拓?fù)?，該拓?fù)浼染哂蠸TRETCH meat grinder 電流倍增系數(shù)高的優(yōu)點(diǎn)，又具有XRAM 易于拓展的優(yōu)點(diǎn)［13］。但鑒于Meat grinder 電路和XRAM 電路本身的原理特點(diǎn)，在實(shí)際工程中實(shí)現(xiàn)難度較大。

為了突破特殊負(fù)載上艦的供電保障性問(wèn)題，將對(duì)面向特殊負(fù)載的脈沖電源儲(chǔ)能方式和拓?fù)湓O(shè)計(jì)進(jìn)行研究。本文以某特殊負(fù)載的電氣參數(shù)和供電需求為例，結(jié)合實(shí)際供電需求及其快速響應(yīng)大電流的特點(diǎn)，采用電容儲(chǔ)能作為初級(jí)電源，將電感型儲(chǔ)能作為中間儲(chǔ)能方式，形成儲(chǔ)能密度大的電容—電感混合儲(chǔ)能方式。通過(guò)拓?fù)湓O(shè)計(jì)，將傳統(tǒng)的電壓源型斬波電路改造成電流源型電路，利用電力電子開(kāi)關(guān)器件來(lái)控制電流源供電路徑的瞬時(shí)切換，從而簡(jiǎn)單有效地實(shí)現(xiàn)了頻率千赫茲級(jí)、幅值千安級(jí)脈沖電流的輸出，并通過(guò)電阻—電容—二極管（RCD）緩沖電路吸收主電路中的漏感，減小了主開(kāi)關(guān)的關(guān)斷尖峰電壓。

本文將對(duì)主電路拓?fù)涞墓ぷ髟磉M(jìn)行分析，對(duì)儲(chǔ)能電容器組和儲(chǔ)能電感進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)，并配置RCD 緩沖電路，通過(guò)仿真和試驗(yàn)，驗(yàn)證電源拓?fù)湓O(shè)計(jì)的有效性，用以為特殊負(fù)載上艦的供電保障性問(wèn)題提供新思路。

1 電流型脈沖電源的設(shè)計(jì)

1.1 特殊負(fù)載的供電需求

特殊負(fù)載作為艦船電力系統(tǒng)的用電設(shè)備，可以等效為阻抗模型，其電氣參數(shù)如表1 所示。由表可見(jiàn)：由于集膚效應(yīng)，負(fù)載的電阻隨著工作頻率的升高而增大；由于渦流效應(yīng)，負(fù)載的電感隨著工作頻率的升高而略有下降。表2 給出了特殊負(fù)載的供電需求。

表1 負(fù)載電氣參數(shù)Table 1 Electrical parameters of the load

表2 特殊負(fù)載的供電需求Table 2 Power supply requirements of the load

1.2 電流型脈沖電源的供電方案

特殊負(fù)載要求的大電流為快速上升沿和下降沿的脈沖電流，為了減少特殊負(fù)載運(yùn)行時(shí)對(duì)電網(wǎng)的沖擊，采用了簡(jiǎn)單、經(jīng)濟(jì)且成熟的電容型儲(chǔ)能器初級(jí)電源供電方案，如圖1 所示。該方案由電容器組的充電電路給電容器組充電，當(dāng)充至特定電壓之后，斷開(kāi)充電開(kāi)關(guān)，電容器組就可以為脈沖電源供電。

圖1 基于電容器組初級(jí)儲(chǔ)能的可控脈沖電源原理圖Fig.1 Functional block diagram of controllable current-pulsed power supply based on primary stored energy by capacitors

1.3 電流型脈沖電源的拓?fù)湓O(shè)計(jì)及分析

表2 所示大功率脈沖電流型負(fù)載直接接入電網(wǎng)時(shí)會(huì)對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生沖擊，因此需考慮儲(chǔ)能形式和電力電子拓?fù)涞脑O(shè)計(jì)。電容器組作為電壓型儲(chǔ)能裝置已較為成熟，但難以控制放電電流，使其具有時(shí)效性，故本文利用電感這種中間儲(chǔ)能裝置，將電壓型儲(chǔ)能形式轉(zhuǎn)換成電流型儲(chǔ)能形式，并進(jìn)行相應(yīng)的電力電子拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)。該設(shè)計(jì)通過(guò)控制信號(hào)驅(qū)動(dòng)絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）及續(xù)流回路，從而形成特殊負(fù)載所需的脈沖電流，使其頻率和幅值等滿足要求。為了減少實(shí)際電路中寄生電感引起的關(guān)斷電壓對(duì)IGBT 器件的沖擊，還需配置相應(yīng)的RCD 緩沖電路對(duì)關(guān)斷電壓進(jìn)行吸收。具體框圖如圖2 所示。

為了符合表2 中特殊負(fù)載的供電要求，本文提出了一種基于buck 斬波電路改造后的電路拓?fù)?，如圖3 所示，圖中Trig 為觸發(fā)信號(hào)。IGBT 作為主開(kāi)關(guān)器件，其控制信號(hào)由控制器輸出。在此拓?fù)渲?，?chǔ)能電感Lr、續(xù)流電阻Rr和續(xù)流二極管Dr組成一個(gè)電流源。當(dāng)需要輸出電流時(shí)，開(kāi)通IGBT，強(qiáng)迫電流源切換到負(fù)載支路，從而實(shí)現(xiàn)負(fù)載電流的快速爬升。當(dāng)不需要電流時(shí)，關(guān)斷IGBT，泄放電阻Rd和泄放二極管Dd組成一個(gè)放電時(shí)間常數(shù)很小的泄放支路來(lái)實(shí)現(xiàn)電流的快速下降。

圖2 Buck 斬波電路拓?fù)銯ig.2 Buck chopper circuit topology

圖3 電流型脈沖電源主電路拓?fù)銯ig.3 Main circuit topology of the current-pulsed power supply

電流型脈沖電源的工作過(guò)程可以被分為4 個(gè)階段：0～T0電流建立階段、T0～T1電流下降階段、T1～T2電流上升階段、T2～T3電流保持階段，其電流響應(yīng)時(shí)序圖如圖4 所示。電流建立階段是第1 個(gè)階段，而其他3 個(gè)階段則在電流型脈沖電源工作的0.3 s 內(nèi)依次循環(huán)進(jìn)行?？紤]到負(fù)載電阻Rc較小，為簡(jiǎn)化主電路拓?fù)浞治?，忽略了該電阻?/p>

式中：I1為脈沖電流幅值，A；icoils為負(fù)載線圈電流，A；T0為儲(chǔ)能電感充電時(shí)間，s；Uc為電容器組起始電壓，V；Lc為負(fù)載線圈電感值，H。

在電流建立階段，IGBT 接收到時(shí)間長(zhǎng)度為T0的開(kāi)通信號(hào)，儲(chǔ)能電容C 經(jīng)Lr放電并建立icoils。電流的建立可以被看作如式（1）所示的線性增長(zhǎng)過(guò)程。在此階段之后，電流型脈沖電源就可以被看作一個(gè)電流源，即可輸出和觸發(fā)信號(hào)為同頻率、同占空比的大電流脈沖序列。

圖4 電流型脈沖電源的電流響應(yīng)時(shí)序圖Fig.4 Currentresponse graph ofcurrent-pulsed power supply

在T0時(shí)刻，IGBT 開(kāi)始從控制器接收到觸發(fā)信號(hào)。在IGBT 接收到關(guān)斷信號(hào)后，Lr的電流ir(t)迅速切換至Rr所在支路維持電流，而icoils(t)迅速通過(guò)Rd所在支路泄放電流（圖4 中ir為經(jīng)過(guò)IGBT的電流，iRd為經(jīng)過(guò)Rd的電流，uTrig為觸發(fā)信號(hào)電壓值）。因?yàn)镽r比Rd小，所以icoils將會(huì)如式（2）所示呈指數(shù)下降到0，而ir將會(huì)在電流下降階段如式（3）所示下降到I2。

式中：τ1為負(fù)載續(xù)流支路時(shí)間常數(shù)，s；τ2為儲(chǔ)能電感續(xù)流支路時(shí)間常數(shù)，s；I2為儲(chǔ)能電感保持電流（脈沖過(guò)渡電流幅值），A；Ts為負(fù)載脈沖電流周期，s。

在電流上升階段，IGBT 接收到開(kāi)通信號(hào)。續(xù)流電流iRr下降到0，而icoils上升至I2。因?yàn)樯仙A段時(shí)間較短，而且儲(chǔ)能電感也有維持電流的特性，所以在該階段ir可以被看做是常數(shù)I2。如式（4）所示，儲(chǔ)能電容電壓Uc和續(xù)流電流iRr與Rr的乘積均施加于LC上，因此icoils的上升時(shí)間小于電流建立階段對(duì)應(yīng)的時(shí)間。

在電流保持階段，iRr已經(jīng)下降至0，主電路回到電流建立階段時(shí)的電路形式?？紤]到icoils將會(huì)和電流建立階段一樣從I2開(kāi)始線性增長(zhǎng)，可由式（5）可得到上一階段的電流上升時(shí)間ΔT。如果Rr按照式（6）配置，icoils在一個(gè)觸發(fā)信號(hào)周期TS之后會(huì)等于I1。考慮到儲(chǔ)能電容C 的電壓可在一個(gè)周期TS內(nèi)基本保持穩(wěn)定，ir便也可以維持在預(yù)設(shè)電流I1上下很小的紋波范圍內(nèi)。因此，電流型脈沖電源將會(huì)在0.3 s 的運(yùn)行時(shí)間內(nèi)持續(xù)輸出幅值為1 kA、頻率為1～6 kHz 的脈沖電流。

式中，τ3為換流時(shí)間常數(shù)，s。

綜上，式（1）～式（6）量化了電流型脈沖電源的工作原理，可用于指導(dǎo)電流型脈沖電源的搭建和調(diào)試工作。從式（1）可以看出，預(yù)設(shè)電流I1與電流建立時(shí)間T0和Uc的乘積呈線性正相關(guān)。式（2）和式（3）則指出了足夠大的Rd可保證負(fù)載電流要求的下降時(shí)間Td，適當(dāng)?shù)腞r能夠使在每個(gè)周期內(nèi)的電流幅值保持穩(wěn)定。式（4）顯示出足夠高的Uc和I1與Rr可使脈沖電流上升時(shí)間ΔT 很短。從式（5）和式（6）可以看出，續(xù)流電阻應(yīng)當(dāng)進(jìn)行合理配置以便電流型脈沖電源適用于不同頻率和不同占空比，并應(yīng)基于如下準(zhǔn)則：占空比D 越大，周期TS越大，所需要的Rr就應(yīng)越小。

1.4 儲(chǔ)能電容和儲(chǔ)能電感器的參數(shù)設(shè)計(jì)

儲(chǔ)能電容的參數(shù)設(shè)計(jì)取決于電流型脈沖電源中電阻的耗能，電阻耗能大，儲(chǔ)能電容則在每個(gè)工作周期內(nèi)需要儲(chǔ)存的能量就越大。在電源拓?fù)湓O(shè)計(jì)及分析中，Rc被忽略了，然而Rc，Rd和Rr將會(huì)造成存儲(chǔ)在電容中的電能有所損耗，從而在電源0.3 s 的運(yùn)行過(guò)程中電壓有所下降，輸出的脈沖電流幅值也逐漸降低。根據(jù)電能傳導(dǎo)和轉(zhuǎn)化的關(guān)系，儲(chǔ)能電容一定要滿足式（7）。式（7）括號(hào)中的3項(xiàng)分別表示在IGBT 開(kāi)通期間Rc的電能損耗、在IGBT 關(guān)斷期間Rr的電能損耗以及在IGBT 關(guān)斷期間Rc和Rd的電能損耗。實(shí)際上，在電流型脈沖電源的實(shí)現(xiàn)過(guò)程中還搭建了RCD 緩沖電路，其中也有電阻，因?yàn)榫彌_電路中電阻損耗的電能較少，故此處忽略不計(jì)。

式中：f為脈沖電流頻率，Hz；η為儲(chǔ)能電容的電能損耗率。

由式（1）可推導(dǎo)出式（8）：

由此可知，對(duì)電流型脈沖電源而言，儲(chǔ)能電感一般選取較大的，以保證能存儲(chǔ)多次脈沖的能量，故起始充電過(guò)程可以近似線性化處理。儲(chǔ)能電感的大小決定了在固定的儲(chǔ)能電容起始電壓下，充電過(guò)程中電流的上升速率，同時(shí)決定了電流型脈沖電源運(yùn)行過(guò)程中脈沖電流幅值的波動(dòng)性。若儲(chǔ)能電感選取較大，脈沖電流幅值I1則會(huì)較穩(wěn)定，在起始電壓不變的情況下，其起始充電過(guò)程更長(zhǎng)；若儲(chǔ)能電感選取較小，在起始電壓不變的情況下，其起始充電電流爬升更快，但脈沖電流幅值波動(dòng)較大。故儲(chǔ)能電感的參數(shù)設(shè)計(jì)需綜合考慮充電過(guò)程中電流的上升速率和脈沖電流幅值的波動(dòng)性。

1.5 RCD 緩沖電路的配置

由于特殊負(fù)載需實(shí)現(xiàn)幅值為千安級(jí)、上升和下降時(shí)間為100 μs 的供電需求，所以電力電子器件均需耐受10 MA/s 的脈沖電源電流變化率。而在實(shí)際電路中存在寄生電感，包括主回路電感L1、續(xù)流電阻寄生電感L2和泄放電阻寄生電感L3。故搭建時(shí)還需考慮配置相應(yīng)的RCD 緩沖電路對(duì)關(guān)斷尖峰電壓進(jìn)行吸收，以減少關(guān)斷尖峰電壓對(duì)IGBT 器件的沖擊。圖5 所示為電流型脈沖電源的實(shí)際電路圖。在IGBT 關(guān)斷的瞬間，由于寄生電感的作用，IGBT 兩端會(huì)形成很高的關(guān)斷尖峰電壓，RCD 緩沖電路中的緩沖電容C1和緩沖二極管D1則可以形成一個(gè)吸收支路來(lái)減小關(guān)斷尖峰電壓；而在IGBT 開(kāi)通的瞬間，緩沖電容C1、緩沖電阻R1和IGBT則會(huì)形成一個(gè)支路進(jìn)行關(guān)斷電壓釋放。因此，關(guān)斷電壓就可以周期性地被RCD 緩沖電路吸收。圖5 中，iC1為經(jīng)過(guò)C1的電流；iL1為經(jīng)過(guò)L1的電流；uC1為C1的兩端電壓；uT為IGBT 兩端電壓。

圖5 電流型脈沖電源實(shí)際電路圖Fig.5 Circuit diagram of current-pulsed power supply in practice

2 仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證

采用電流型電容—電感混合儲(chǔ)能方式，將傳統(tǒng)的電壓源型斬波電路改造成了電流源型電路，利用電力電子器件和續(xù)流回路來(lái)控制存儲(chǔ)于電感中的能量，實(shí)現(xiàn)頻率千赫茲級(jí)、幅值千安級(jí)的脈沖電流輸出，將脈沖電流的上升和下降時(shí)間控制在100 μs 以內(nèi)，并利用RCD 緩沖回路的配置，解決了實(shí)際電路中存在的寄生電感和10 MA/s 的電流變化率導(dǎo)致對(duì)電力電子器件的沖擊問(wèn)題。為了驗(yàn)證儲(chǔ)能和脈沖電源的設(shè)計(jì)，本文利用Matlab/Simulink 軟件進(jìn)行了仿真計(jì)算，搭建了如圖6 和圖7 所示的電路及電源實(shí)物，各元器件的參數(shù)如表3 所示。其中，主開(kāi)關(guān)器件選用了反向重復(fù)峰值電壓為3 300 V、連續(xù)正向直流電流為1 500 A、型號(hào)為FZ1500R33HE3 的IGBT。仿真和試驗(yàn)結(jié)果如圖8 所示。其中，圖8（a）、圖8（c）、圖8（e）為利用Matlab/Simulink 軟件電路仿真的結(jié)果，圖8（b）、圖8（d）、圖8（f）則為搭建電源實(shí)物后進(jìn)行試驗(yàn)驗(yàn)證的結(jié)果。

圖6 電流型脈沖電源Matlab/Simulink 仿真電路圖Fig.6 Matlab/Simulink circuit diagram of current-pulsed power supply

圖7 電流型脈沖電源裝配圖Fig.7 Assembly diagram of current-pulsed power supply

在保持仿真和試驗(yàn)初始條件一致的情況下（即儲(chǔ)能電容起始電壓Uc=280 V、控制信號(hào)為起始建立電流時(shí)間T0=2.5 ms、頻率為1.85 kHz 的方波脈沖、電源運(yùn)行時(shí)間T=150 ms），對(duì)仿真和試驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行了對(duì)比分析：

1）如圖8（a）和圖8（b）所示，在電源接收到觸發(fā)脈沖信號(hào)的150 ms 內(nèi)，仿真和試驗(yàn)結(jié)果顯示電源均響應(yīng)控制信號(hào)并產(chǎn)生了脈沖電流。但對(duì)比仿真與試驗(yàn)結(jié)果中的全運(yùn)行周期參數(shù)（見(jiàn)表4），Uc，Ir，緩沖電容尖峰電壓Us的幅值基本一致。Uc表征了電壓型初級(jí)儲(chǔ)能裝置所存儲(chǔ)的能量，Ir則表征了電流型中間儲(chǔ)能裝置所存儲(chǔ)的能量，而Uc則表征了IGBT 關(guān)斷過(guò)程中RCD 緩沖電路所吸收的能量。

表3 電流型脈沖電源各元器件參數(shù)數(shù)值Table 3 Component parameters of current-pulsed power supply

圖8 電流型脈沖電源仿真與試驗(yàn)結(jié)果Fig.8 Simulation and experimental results of current-pulsed power supply

表4 電流型脈沖電源仿真與試驗(yàn)結(jié)果對(duì)比Table 4 Simulation and experimental result comparison of current-pulsed power supply

2）如圖8（c）和圖8（d）所示，仿真結(jié)果和試驗(yàn)結(jié)果均顯示了電源需要2.5 ms 的電流建立時(shí)間，如表4 所示，在該時(shí)間段內(nèi)，仿真和試驗(yàn)中該階段的電流爬升速度di/dt基本一致，約為0.48 A/μs。根據(jù)式（1），將電流建立過(guò)程線性化處理，可以得出di/dt≈0.63 A/μs，但在實(shí)際電路中，電流建立過(guò)程呈現(xiàn)出指數(shù)上升的趨勢(shì)，其爬升速率由儲(chǔ)能電感、負(fù)載線圈電感值和負(fù)載線圈電阻值共同決定。在理論分析中，由于忽略了負(fù)載線圈電阻值的影響，故分析得出的電流爬升速率比仿真和試驗(yàn)結(jié)果要大。

3）如圖8（e）和圖8（f）所示，在電源穩(wěn)定工作期間，電源輸出電流是與控制信號(hào)同步的準(zhǔn)方波電流。試驗(yàn)和仿真結(jié)果均顯示脈沖電流上升時(shí)間ΔT≈80 μs，而根據(jù)式（5）分析，按照D=50%，頻率取f=1.85 kHz，Uc=280 V，則可得出ΔT≈100 μs。而實(shí)際電路中，在電源穩(wěn)定工作期間，Uc＜280 V，故實(shí)際電路中脈沖電流的ΔT＜100 μs。試驗(yàn)和仿真結(jié)果均顯示脈沖電流的下降時(shí)間Td≈80 μs，按照工程經(jīng)驗(yàn)，該電流下降時(shí)間約為泄放回路時(shí)間常數(shù)的3～5 倍。按照泄放回路負(fù)載線圈和泄放電阻阻抗參數(shù)計(jì)算得出泄放回路的時(shí)間常數(shù)為24.94 μs，按照3 倍的時(shí)間常數(shù)計(jì)算可得出電流的Td≈80 μs。

3 結(jié) 語(yǔ)

本文以某特殊負(fù)載的電氣參數(shù)和供電需求為例，結(jié)合實(shí)際的脈沖供電需求快速響應(yīng)大電流的特點(diǎn)，對(duì)初級(jí)儲(chǔ)能選用成熟的電壓型儲(chǔ)能方式——電容器組，而中間儲(chǔ)能選用儲(chǔ)能密度較大的電流型儲(chǔ)能裝置——電感器組，并存儲(chǔ)多個(gè)脈沖的能量，設(shè)計(jì)了一種基于電容—電感混合儲(chǔ)能的電流型脈沖電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，簡(jiǎn)單有效地實(shí)現(xiàn)了頻率千赫茲級(jí)、幅值千安級(jí)的脈沖電流輸出。通過(guò)RCD緩沖電路吸收主電路中漏感的能量，有效減小了快速響應(yīng)的10 MA/s 電流型脈沖電源電流變化率對(duì)電力電子器件的沖擊。最后，通過(guò)仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證了電流型脈沖電源設(shè)計(jì)的有效性。

本文面向特殊負(fù)載并基于電容—電感混合儲(chǔ)能的電流型脈沖電源設(shè)計(jì)進(jìn)行了研究，為特殊負(fù)載上艦的供電保障性問(wèn)題提供了新思路，但該電源目前只輸出千安級(jí)脈沖電流，若要達(dá)到更大的脈沖電流，則需要考慮將脈沖電源模塊化，以及多電源模塊協(xié)同工作，而這將是下一步研究的方向。