基于LCL濾波的AFE在船舶變頻器的應(yīng)用

魏玲玲

（湖南工貿(mào)技師學(xué)院，湖南 株洲 412001）

0 引言

在電力推進(jìn)船舶中，大功率的船舶電力推進(jìn)系統(tǒng)作為主要的非線性負(fù)載，對船舶電力系統(tǒng)造成諧波污染，嚴(yán)重時影響船舶電機(jī)、通信導(dǎo)航設(shè)備、儀器儀表設(shè)備等正常運行。船舶電站較陸用電站容量小且脆弱，控制船舶電網(wǎng)的THD（Total Harmonic Distortion，總諧波失真）在船舶電力推進(jìn)系統(tǒng)設(shè)計中至關(guān)重要[1]。各國船級社要求船舶低壓配電網(wǎng)中電壓的THD<5%，有的甚至對單次諧波含量作出明確限定。

網(wǎng)側(cè)前端采用PWM整流控制可實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行、降低船舶電網(wǎng)THD及對電網(wǎng)友好等優(yōu)勢。傳統(tǒng)AFE網(wǎng)側(cè)采用L濾波器，為滿足并網(wǎng)諧波要求，需較大電感值，增加損耗、成本以及影響系統(tǒng)響應(yīng)的快速性。LCL濾波較L濾波在成本、降低THD、控制系統(tǒng)快速性等方面的優(yōu)勢明顯[2]，但LCL濾波器本身的三階系統(tǒng)易引起諧振，需增加阻尼消除諧振影響[5，6]。

本文主要就基于LCL的AFE的應(yīng)用問題進(jìn)行詳細(xì)參數(shù)設(shè)計和仿真研究，首先介紹AFE的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；其次詳細(xì)分析了并網(wǎng)LCL濾波器幅頻特性，推導(dǎo)了LCL濾波的AFE數(shù)學(xué)模型；最后以船舶變頻器為例對LCL濾波器參數(shù)進(jìn)行設(shè)計，并通過Matlab/Simulink對系統(tǒng)進(jìn)行仿真，綜合驗證LCL濾波的AFE方案的優(yōu)越性。

1 AFE拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

船舶電力推進(jìn)變頻器網(wǎng)側(cè)前端AFE整流系統(tǒng)主電路如圖1所示，系統(tǒng)由前級Lg、Cf、Lf構(gòu)建LCL濾波器和后級PWM整流器構(gòu)成。Rg和Rf在實際中非常小，進(jìn)行控制時可忽略不計。AFE與多脈波整流的區(qū)別即為采用全控型IGBT器件取代整流二極管，構(gòu)建與逆變器模塊結(jié)構(gòu)一致的整流變流器，僅將輸入輸出進(jìn)行對調(diào)。

圖1 LCL濾波的AFE主電路拓?fù)?/p>

圖中，Lg為網(wǎng)側(cè)電感；Rg為Lg的寄生電阻；Lf為變流器側(cè)電感；Rf為Lf的寄生電阻；C1為濾波電容（此處為△接法，轉(zhuǎn)換為Y接法為Cf，且C1=Cf/3）；Cd為直流母線電容；RL為負(fù)載電阻；es為模擬船舶電網(wǎng)三相電源。

2 LCL濾波器分析

假設(shè)三相平衡，將整流器交流側(cè)輸出等效為電壓源并忽略電感寄生電阻，建立單相等效電路如圖2所示。

圖2 LCL濾波器單相等效電路（低頻模型）

對LCL濾波器低頻模型列寫變流器交流側(cè)電壓u（s）與網(wǎng)側(cè)電流ig（s）的傳遞函數(shù)如式（1）所示，圖2中去除濾波電容即為L型濾波器，L型濾波器輸入輸出傳遞函數(shù)如式（2）所示。

式中，LT=Lg+Lf為濾波電感和網(wǎng)側(cè)電感之和。LCL型濾波器為三階系統(tǒng)，在某一頻率范圍內(nèi)，系統(tǒng)會產(chǎn)生諧振，影響系統(tǒng)穩(wěn)定性，諧振角頻率為ωres，具體如式（3）所示。由此繪制G1（s）和G2（s）的波特圖，如圖3所示。

圖3 L型與LCL型濾波器的波特圖

由圖3知，當(dāng)ω＜ωres時，LCL型和L型濾波器在低頻段的特性一致，幅頻特性以-20 dB/dec衰減；當(dāng)ω＞ωres時，在高頻段，相同的電抗器參數(shù)值下，LCL型濾波器以-60 dB/dec衰減，L型衰減速率不變。在同樣濾波效果下，LCL所選用的網(wǎng)側(cè)和變流器側(cè)電感值之和小于單L型濾波器，電抗器減小的同時，系統(tǒng)在電抗器上的損耗減少，無論是成本還是濾波性能上都占有優(yōu)勢，但需要采取一定措施對LCL濾波器的諧振加以抑制。

3 AFE控制策略

AFE的控制目標(biāo)是實現(xiàn)變流器前端單位功率運行或有源逆變，通過對三相橋臂的PWM控制，調(diào)制波采用基波與船舶電網(wǎng)同頻率、幅值成比例的三相電壓信號與三角載波比較生成相應(yīng)PWM信號，驅(qū)動IGBT實現(xiàn)對整流器輸入電流的控制。由于船舶電網(wǎng)的特殊性，前級連接為柴油機(jī)和電勵磁同步電機(jī)構(gòu)建的獨立的發(fā)電系統(tǒng)[8]，多余的能量無法回饋至船舶變流器前端，中間直流電壓過高時，需經(jīng)由斬波環(huán)節(jié)釋放能量。AFE保證單位功率運行，減少對船舶電網(wǎng)的諧波污染。

對圖2所示AFE電路進(jìn)行分析，在低頻時，Cf相當(dāng)于開路，此時LCL等效為LT濾波器（LT=Lg+Lf）。將三相abc坐標(biāo)系下的PWM整流器模型經(jīng)旋轉(zhuǎn)變換至同步坐標(biāo)系dq下的模型（4）和（5）所示。

式中，ed，eq為電網(wǎng)電動勢的 d，q 軸分量；ud，uq為變流器交流側(cè)電壓的d，q軸分量；id，iq為網(wǎng)側(cè)電流的d，q軸分量；R為電阻，R=Rg+Rf，通常很小，可忽略；idc，vdc為直流側(cè)電流和電壓；p為微分算子。

式（4）為電路電壓方程，式（5）為前后級的功率方程[3，4]，id，iq分別為有功和無功電流，在控制環(huán)節(jié)中分別控制有功和無功功率。要實現(xiàn)功率因數(shù)可調(diào)，需要對id，iq分別單獨控制，兩者存在耦合，采用前饋解耦控制策略。在電流內(nèi)環(huán)中，對id，iq采用PI控制器，目標(biāo)電壓矢量u可由（6）式生成。

電壓外環(huán)則主要用于穩(wěn)定直流電壓。要實現(xiàn)單位功率運行，只須令＝0，系統(tǒng)所需功率僅由有功電流提供，給定直流電壓和實測電壓差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后即為有功電流。變流器前級采用LCL濾波器，在控制環(huán)節(jié)采用電容電流乘以相應(yīng)比例系數(shù)的“虛擬電阻法”消除諧振影響。系統(tǒng)整體控制框圖如圖4所示。

圖4 AFE控制框圖

4 仿真研究

針對LCL濾波器的AFE在船舶變頻器中應(yīng)用，利用計算出的LCL濾波器參數(shù)，對LCL濾波的AFE控制的靜態(tài)和動態(tài)性能通過仿真和試驗進(jìn)行驗證。見表1。

表1 LCL濾波器設(shè)計參數(shù)

AFE前端發(fā)電系統(tǒng)采用電壓源串聯(lián)電勵磁同步發(fā)電機(jī)的等效電抗Xeq，Xeq可近似由（7）式確定，其與系統(tǒng)的諧波有關(guān)[7]。

濾波電容采用三角型接法，其后負(fù)載用電阻代替逆變器和異步電機(jī)，對AFE額定功率下系統(tǒng)的運行情況進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖5所示。網(wǎng)側(cè)輸入電流高頻分量很小，中間直流電壓維持700 V不變，網(wǎng)側(cè)輸入電流諧波含量明顯低于變流器側(cè)電流。仿真結(jié)果表明：（1）系統(tǒng)運行良好，LCL濾波器濾波特性良好，設(shè)計參數(shù)均能滿足系統(tǒng)對THD=5%的要求；（2）變流器側(cè)模塊電流和網(wǎng)側(cè)電流THD比較如表2所示，B組LCL濾波效果優(yōu)于A組；（3）對比A，B兩組數(shù)據(jù)，適當(dāng)增大變流器側(cè)電感可明顯降低變流器側(cè)和網(wǎng)側(cè)電流諧波含量，但考慮到成本和系統(tǒng)諧振頻率的限制，要綜合考慮變流器側(cè)電感的取值。

表2 AFE靜態(tài)指標(biāo)

圖5 LCL濾波AFE仿真曲線（A組參數(shù)）

圖6 LCL濾波AFE仿真曲線（B組參數(shù)）

5 結(jié)束語

本文采用LCL濾波的AFE取代傳統(tǒng)的移向變壓器+多脈波整流方案，其具有體積小、功率因數(shù)高、THD小等優(yōu)點。重點研究了LCL濾波器參數(shù)計算選取的原則和方法。對AFE采用電壓環(huán)和電流環(huán)雙閉環(huán)控制策略，為消除LCL的諧振，采用“虛擬電阻法”加以抑制，通過仿真和試驗對系統(tǒng)采用不同LCL參數(shù)下，系統(tǒng)的控制性能進(jìn)行研究，結(jié)果表明適當(dāng)增大變流器側(cè)電感降低系統(tǒng)諧波含量，但也受成本和諧振頻率制約。后期將對系統(tǒng)接入實際電機(jī)負(fù)載進(jìn)行實際驗證，有些參數(shù)仍需要不斷調(diào)整和優(yōu)化，也可對系統(tǒng)從功率控制角度進(jìn)行其他控制算法的探索。