一種高增益、低功耗的超寬帶低噪聲放大器

劉丹丹，馬銘磷

(湘潭大學(xué)信息工程學(xué)院，湖南湘潭 411105)

0 引言

最近，一些高性能的超寬帶低噪聲放大器電路已經(jīng)被提出了。2006年，由X Guan和C Nguyen[1]提出的分布式放大器不僅拓展了電路所需的帶寬而且達(dá)到了線性度的要求，但是它需要消耗大量的電流以及占用大量的芯片面積。在文獻(xiàn)[2]中，J H C Zhan等人提出了電阻并聯(lián)反饋技術(shù)，電路通過采用上百個(gè)反饋電阻來擴(kuò)展帶寬，電阻的大量使用會(huì)造成電路的噪聲性能變差。為了減少電阻的數(shù)量，2007年，Ke-Hou Chen[3]利用共柵極結(jié)構(gòu)的低噪聲放大器獲得了良好的輸入、輸出阻抗匹配以及良好的線性度，但是高頻時(shí)電路的噪聲性能仍然會(huì)變差。為了解決這一問題，文獻(xiàn)[4]提出使用跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)來增加電路的增益，從而改善電路的噪聲性能。文獻(xiàn)[5-7]采用了噪聲抵消技術(shù)，但是為了滿足系統(tǒng)低噪聲以及輸入阻抗匹配的要求，電路也要消耗大量的電流。

本文將結(jié)合跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)、噪聲抵消技術(shù)及電流復(fù)用技術(shù)構(gòu)成一個(gè)高增益、低噪聲的超寬帶低噪聲放大器。通過跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)和噪聲抵消技術(shù)共同作用來減小共柵極CMOS管的噪聲，使用電流復(fù)用技術(shù)來降低電路的功耗以及改善電路的增益性能。為了使電路獲得平坦的增益，本文也利用了電感峰值技術(shù)。

1 電路結(jié)構(gòu)

本文提出的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。電路輸入級(jí)采用共柵極結(jié)構(gòu)，共柵極放大器可以很好地在整個(gè)頻帶范圍內(nèi)獲得良好的輸入阻抗匹配。隨著電路工作頻率不斷升高，MOS管M1柵源極寄生電容Cgs1會(huì)對(duì)輸入阻抗產(chǎn)生影響，為消除這一影響，本文在M1的源極加入電感Ls，利用Ls與Cgs1的諧振作用，使電路的輸入阻抗匹配。為了同時(shí)滿足電路噪聲性能和輸入阻抗匹配的要求，本文采用了跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)和噪聲抵消技術(shù)相結(jié)合的方式，如圖1所示，NMOS管M2作為有源跨導(dǎo)反饋結(jié)構(gòu)，增加了M1的跨導(dǎo)，使得電路的輸入阻抗匹配不再只受MOS管M1跨導(dǎo)的影響，同時(shí)利用NMOS管M2的漏極與M3的漏極節(jié)點(diǎn)處信號(hào)電流同相而噪聲電流反相的原理，達(dá)到減小電路噪聲的目的。電路中的電感L2、L3可分別減小MOS管M2、M3漏極的寄生電容。

圖1 超寬帶低噪聲放大器電路

另外，為進(jìn)一步減小電路的功耗，本文也采用了電流復(fù)用技術(shù)。當(dāng)M1管的漏極電流通過時(shí)，M1和M3可以被看作是共源共柵拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，彼此同時(shí)消耗相同的電流。C3是耦合電容，它可以在共柵管M1和共源管M3之間形成一條低阻抗路徑，使信號(hào)到達(dá)M3的柵極。C4是旁路電容，它可以阻止交流信號(hào)進(jìn)入M3的源端。L1是射頻扼流圈電感，在高頻時(shí)L1的阻抗將會(huì)變大，從而阻止交流信號(hào)從M1的漏極到M3的源極。

另外，為了達(dá)到電路增益平坦以及滿足帶寬的要求，使用了電感峰值技術(shù)，即加入了電感L4及L5來滿足這一要求。為增大電路整體的增益性能，在電路的輸出端采用了共源結(jié)構(gòu)，利用電感L6和電容C5的諧振作用實(shí)現(xiàn)電路的輸出阻抗匹配。

2 電路分析

2.1 跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)

本文利用跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)不僅增強(qiáng)了共柵放大器的跨導(dǎo)，而且在對(duì)共柵放大器噪聲取消方面起了關(guān)鍵作用。圖2為跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)的原理圖。

圖2 跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)原理圖

在傳統(tǒng)的共柵極放大器中，信號(hào)從NMOS管M1的源極輸入，漏極輸出，本文采用了有源反饋跨導(dǎo)的結(jié)構(gòu)，使電路對(duì)于NMOS管M1的跨導(dǎo)增加。假設(shè)反向放大器的放大倍數(shù)為A，由圖3所示的小信號(hào)等效電路模型可以得知，此時(shí)M1柵源極兩端的電壓Vgs擴(kuò)大1+A倍，那么等效跨導(dǎo)也將擴(kuò)大相同的倍數(shù)，即Gm,eff=(1+A)gm1，gm1為MOS管M1的跨導(dǎo)。但是隨著反向放大器放大倍數(shù)的增大，M1柵極電壓也隨之增大，這可能導(dǎo)致MOS管無法在飽和狀態(tài)下工作，因此對(duì)于反向放大器的放大倍數(shù)不應(yīng)過大。

我本來只是想小便，可是小便結(jié)束以后，我又想大便了，因此我在衛(wèi)生間里一下子就出不去了。我蹲下去，聽到外面的樓梯上咚咚響起來了，一個(gè)人正很快地從樓下跑上來，跑到門口喊叫道：“萍萍，萍萍?！?/p>

圖3 輸入阻抗匹配小信號(hào)等效電路圖

2.2 輸入阻抗匹配

在傳統(tǒng)的共柵極放大器中，當(dāng)M1源極的寄生電容忽略不計(jì)時(shí)，可以通過調(diào)節(jié)M1跨導(dǎo)gm1的大小使1/gm1=Rs，來達(dá)到輸入阻抗匹配的目的，但是由于電路的輸入阻抗匹配僅受跨導(dǎo)gm1的影響，所以當(dāng)增大gm1來達(dá)到噪聲性能要求時(shí)，電路輸入阻抗匹配的性能會(huì)變差，因此在傳統(tǒng)的共柵極放大器中需權(quán)衡這兩者的性能來選擇合適的跨導(dǎo)值。而本文在輸入匹配電路中利用了共柵極結(jié)構(gòu)，并結(jié)合跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)，使得電路在滿足輸入阻抗匹配的條件時(shí)，電路不僅僅受NMOS管M1跨導(dǎo)的影響，還受M2跨導(dǎo)的影響，使電路有效跨導(dǎo)增加1+gm2R2倍，減小了電路噪聲性能對(duì)于輸入阻抗匹配的影響。本文提出的超寬帶低噪聲放大器輸入阻抗匹配的小信號(hào)等效電路模型如圖3所示。

由圖3可知，本文提出的超寬帶低噪聲放大器電路輸入導(dǎo)納為

(1)

A=gm2R2

(2)

式中：Yin為電路的輸入導(dǎo)納；Cgs1為NMOS管M1的柵源極寄生電容；Cgs2為M2柵源極的寄生電容；Cgd2為M2柵漏極寄生電容；gm1為MOS管M1的跨導(dǎo)；gm2為MOS管M2的跨導(dǎo)。

由式(1)可知，當(dāng)電路中總電感與總電容諧振條件滿足時(shí)，將式(2)代入式(1)，可得電路的輸入阻抗為

(3)

即當(dāng)gm1(1+gm2R2)Rs=1的條件滿足時(shí)，電路可以實(shí)現(xiàn)輸入阻抗的匹配。

2.3 噪聲抵消原理

由于在射頻收發(fā)機(jī)系統(tǒng)中，電路通常是由多個(gè)子模塊構(gòu)成的，而每個(gè)子模塊自身都會(huì)產(chǎn)生噪聲，經(jīng)傳輸后使得輸入信噪比變差，低噪聲放大器作為射頻接收機(jī)第一級(jí)系統(tǒng)，分析噪聲對(duì)電路的影響尤為重要。從文獻(xiàn)[8]中得知級(jí)聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的等效噪聲系數(shù)NF為

(4)

從式(4)可以看出，第一級(jí)系統(tǒng)對(duì)整機(jī)噪聲性能的影響最大，其后的系統(tǒng)可以通過提高電路的增益來降低系統(tǒng)的噪聲，因此降低第一級(jí)系統(tǒng)的噪聲顯得尤為重要。對(duì)于本文的第一級(jí)系統(tǒng)共柵極放大器而言，主要采用了噪聲抵消原理。噪聲抵消技術(shù)的主要目的是在保證電路其他性能沒有明顯惡化的條件下，通過添加電路的方法，減小電路中主要噪聲源在輸出端的貢獻(xiàn)。對(duì)于一般的低噪聲放大器而言，噪聲主要來源于第一級(jí)共柵極結(jié)構(gòu)CMOS管的溝道熱噪聲，因此需要靠額外增加電路的方式來消除這一主要的噪聲源。噪聲抵消的原理圖如圖4所示。

圖4 噪聲抵消原理

共柵管M1的噪聲電流近似用In,M1表示，RCG為MOS管M3與M1的寄生阻抗。由圖2可知，MOS管M1的噪聲電流In,M1從Y節(jié)點(diǎn)流入，X節(jié)點(diǎn)流出，分別流經(jīng)Rs和RCG，在節(jié)點(diǎn)X處和Y處產(chǎn)生了反相的節(jié)點(diǎn)電壓，而由于MOS管M1是一個(gè)共柵極放大器，因此信號(hào)電壓在節(jié)點(diǎn)X和Y處方向是一致的。之后噪聲電壓經(jīng)共源級(jí)放大器M2和M3產(chǎn)生了反相的噪聲電流I1、I2，但是信號(hào)電壓經(jīng)M2和M3后電流的方向還是一致的。因此在輸出端可以把2個(gè)支路的信號(hào)進(jìn)行疊加。于是，可以直接得到噪聲抵消的條件為[9]

gm1(1+gm2R2)gm3RCGR1=gm2R2

(5)

式中g(shù)m3為MOS管M3的跨導(dǎo)。

當(dāng)電路的輸入阻抗匹配gm1(1+gm2R2)Rs=1的條件滿足時(shí)，由式(5)化簡(jiǎn)可得

(6)

由于隨著電路工作頻率的升高，MOS管M3與M1之間的寄生阻抗RCG將會(huì)變大，為了滿足電路噪聲抵消的條件，在MOS管M2的跨導(dǎo)gm2以及輸入阻抗RS一定的情況下，可使MOS管M3的跨導(dǎo)gm3適當(dāng)減小，從而使電路的功耗減小。同時(shí)，可得電路的等效導(dǎo)納為

(7)

當(dāng)電路的輸入阻抗匹配gm1(1+gm2R2)Rs=1的條件滿足時(shí)，由式(7)化簡(jiǎn)可得

Gm,eff=[(1+gm2R2)gm1gm3R1+gm2R2]/2

(8)

由式(8)可看出，通過采用跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)以及電流復(fù)用技術(shù)增加了電路的有效導(dǎo)納，可獲得一個(gè)高增益的低噪聲放大器。由于運(yùn)用了噪聲抵消技術(shù)后，CMOS管M1的噪聲電流近似為零，也就是本文的噪聲主要由MOS管M2，MOS管M3及電阻R1，R2形成。在低頻時(shí)，假設(shè)式(6)和輸入阻抗匹配條件同時(shí)滿足時(shí)，可得M2，M3，R1，R2的噪聲表達(dá)式為：

(9)

(10)

(11)

(12)

由式(9)～式(12)可知，此時(shí)電路的總噪聲為

(13)

由式(13)可以看出，只要增大gm2，R1，R2，就可使電路的總噪聲減小。由于要同時(shí)滿足輸入阻抗匹配的條件，即gm1(1+gm2R2)Rs=1，因此在增大跨導(dǎo)gm2同時(shí)，跨導(dǎo)gm1將減小，從而減小了電路的功耗。另外，由于跨導(dǎo)gm2的增加勢(shì)必會(huì)增加MOS管M2的寬度，使得電路在高頻時(shí)寄生電容的影響越來越強(qiáng)，電路性能變差。因此為解決這一問題，在電路中加入了電感L2，利用電感與寄生電容的諧振作用減弱寄生電容對(duì)電路的影響。

3 仿真結(jié)果

本文提出的超寬帶低噪聲放大器采用TSMC 0.18 μm RF CMOS工藝，利用ADS軟件對(duì)電路進(jìn)行優(yōu)化仿真。電路在3～5 GHz范圍內(nèi)工作電壓為1 V，功耗為7.9 mW。

輸入反射系數(shù)S11和輸出反射系數(shù)S22的仿真結(jié)果如圖5所示，可以看出S11在3～5 GHz范圍內(nèi)小于-10.8 dB，顯示了較好的輸入匹配性能，放大器S22曲線在同帶寬范圍內(nèi)均小于-11 dB。放大器增益S21的仿真結(jié)果如圖6所示，可以看出電路在5 GHz時(shí)獲得最高增益為21.8 dB，在4 GHz時(shí)的最低增益為20.4 dB，電路增益相對(duì)平穩(wěn)。LNA噪聲系數(shù)NF的仿真結(jié)果如圖7所示，可以看出NF的最小值為1.02 dB，在整個(gè)頻帶范圍內(nèi)增益均小于1.8 dB，噪聲系數(shù)相對(duì)較低。

表1總結(jié)了本設(shè)計(jì)超寬帶低噪聲放大器的性能參數(shù)，并將其與近年來報(bào)道的文獻(xiàn)進(jìn)行了對(duì)比。

圖5 輸入輸出反射系數(shù)

圖6 增益S21的仿真結(jié)果

圖7 噪聲系數(shù)NF仿真結(jié)果

表1 近幾年超寬帶低噪聲放大器性能對(duì)比

4 結(jié)束語

本文提出了一種基于跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)以及噪聲抵消技術(shù)的超寬帶低噪聲放大器。利用跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)既可以改善輸入匹配晶體管的噪聲性能，也可以減小電路的功耗，通過采用電感峰值技術(shù)獲得了相對(duì)平坦的增益。文章通過采用跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)、噪聲抵消技術(shù)、電流復(fù)用技術(shù)獲得了具有低噪聲性能、低功耗以及高增益性能的放大器。該低噪聲放大器采用TSMC 0.18 μm CMOS工藝，在1 V電壓工作下，在3～5 GHz帶寬范圍內(nèi)功率增益大于20.4 dB，噪聲系數(shù)小于1.8 dB，輸入輸出回波損耗小于-10 dB，直流功耗為7.9 mW。