LED開關(guān)電源的優(yōu)化型PSM方法研究

楊 歡， 張軍朝， 張俊虎， 霍 平， 馮 靜

(1. 太原理工大學(xué) 電氣與動(dòng)力工程學(xué)院， 山西 太原 030024；2. 山西省電氣傳動(dòng)及物聯(lián)網(wǎng)工程技術(shù)研究中心， 山西 太原 030024；3. 太原市城市照明管理處， 山西 太原 030024；4. 山西太原天地方圓電子科技有限公司， 山西 太原 030024)

0 引 言

LED開關(guān)電源是LED景觀照明系統(tǒng)中非常重要的部分， 其功率損耗不僅縮短了自身的使用壽命， 且使得LED景觀照明燈節(jié)能、 高效、 環(huán)保的優(yōu)勢(shì)不能充分體現(xiàn). 因此， 研究如何降低LED開關(guān)電源的功率損耗成為了一項(xiàng)非常重要的課題. 傳統(tǒng)的LED開關(guān)電源使用脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation， PWM)方法控制其內(nèi)部開關(guān)， 該方法在重負(fù)載情況下能量轉(zhuǎn)換效率高， 但在輕負(fù)載情況下能量轉(zhuǎn)換效率卻很低[1]. 為克服此缺點(diǎn)， 有學(xué)者提出了脈沖跨周期調(diào)制(Pulse Skip Modulation， PSM)方法. 該方法憑借跨過(guò)某些控制周期， 減少開關(guān)次數(shù)進(jìn)而降低了功率損耗， 但卻存在輸出電壓紋波較大、 易產(chǎn)生音頻噪聲的缺點(diǎn).

為了在得到良好輸出電壓特性的同時(shí)降低LED開關(guān)電源損耗， 文獻(xiàn)[2]提出了模糊型跨周期調(diào)制(Fuzzy Pulse Skip Modulation, FPSM)方法， 該方法在PSM方法的基礎(chǔ)上， 引入模糊控制的思想， 根據(jù)負(fù)載的不同， 選擇合適的占空比對(duì)開關(guān)進(jìn)行控制， 提高了響應(yīng)速度， 但設(shè)計(jì)難度較大. 文獻(xiàn)[3]提出的控制方法通過(guò)將占空比設(shè)置為正比于輸出電壓誤差的量， 使得占空比跟隨誤差變化， 在PSM方法的基礎(chǔ)上提高了魯棒性， 但設(shè)計(jì)較為復(fù)雜. 文獻(xiàn)[4]根據(jù)能量平衡思想提出了以負(fù)載輕重為依據(jù)， 對(duì)占空比進(jìn)行適當(dāng)修正的控制方法， 但負(fù)載與占空比的匹配過(guò)程較為繁瑣. 文獻(xiàn)[5]提出了一種自適應(yīng)占空比的脈沖跨周期調(diào)制方法(Adaptive Pulse Skip Modulation， APSM)， 引入自適應(yīng)電壓調(diào)節(jié)技術(shù)來(lái)改善電壓紋波， 有一定效果， 但控制較為復(fù)雜. 文獻(xiàn)[6]引入脈沖頻率調(diào)制方式(Pulse Frequency Modulation， PFM)對(duì)PSM方法進(jìn)行補(bǔ)充， 但PFM方法的引入增加了濾波電路的設(shè)計(jì)難度. 文獻(xiàn)[7]提出了雙脈沖跨周期調(diào)制(Dual Pulse Skip Modulation， DPSM)方法， 通過(guò)將預(yù)先設(shè)定的兩組能量不同的控制脈沖進(jìn)行組合， 進(jìn)而對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)整[8]， 其控制電路簡(jiǎn)單、 可靠[9]， 但僅僅有兩組脈沖， 輸出電壓難以達(dá)到較高精度[10].

本文在PSM方法的基礎(chǔ)上， 結(jié)合DPSM技術(shù)的控制思想， 提出一種優(yōu)化型PSM方法， 將電感電流信號(hào)引入控制環(huán)[11]， 采用峰值電流控制模式， 根據(jù)輸出電壓誤差的不同， 選擇能量不同的脈沖對(duì)開關(guān)進(jìn)行控制， 或者跨過(guò)此控制周期， 能量分級(jí)按需供給， 以達(dá)到功耗低、 輸出電壓紋波小、 避免產(chǎn)生音頻噪聲的目的.

1 傳統(tǒng)PSM方法及優(yōu)化型PSM方法控制原理

1.1 傳統(tǒng)PSM方法控制原理

圖 1 所示為傳統(tǒng)PSM方法控制原理圖， 該控制方式以時(shí)鐘脈沖作為開關(guān)的基本控制信號(hào)[12]. 在每一控制周期到來(lái)時(shí)， 將檢測(cè)到的輸出電壓Uo與基準(zhǔn)電壓Uref進(jìn)行比較， 并將比較結(jié)果送至觸發(fā)器對(duì)開關(guān)進(jìn)行控制. 當(dāng)Uo≥Uref時(shí)， 比較器輸出低電平以跨過(guò)此控制周期； 當(dāng)Uo

圖 1 傳統(tǒng)PSM方法控制原理圖Fig.1 Schematic diagram of traditional PSM controlling method

1.2 優(yōu)化型PSM方法控制原理

本文提出的優(yōu)化型PSM方法在已有PSM方法的基礎(chǔ)上， 結(jié)合DPSM技術(shù)的控制思想， 在負(fù)載較輕的情況下， 通過(guò)判斷Uo與Uref、Uref-eL及Uref-eH的大小關(guān)系， 以誤差e所在范圍為參考標(biāo)準(zhǔn)， 選擇ilimL,ilimM或ilimH作為電感電流iL的峰值參考電流值， 以產(chǎn)生能量由小逐漸增大的脈沖UpL,UpM,UpH對(duì)開關(guān)進(jìn)行控制， 或在判斷跨過(guò)周期數(shù)是否達(dá)到[int(f/20)-1]后， 選擇跨過(guò)本控制周期或以脈沖UpL控制開關(guān).

優(yōu)化型PSM方法的控制原理如下：當(dāng)負(fù)載電流io低于閾值電流im時(shí)， 視為輕負(fù)載情況， 以優(yōu)化型PSM方法控制開關(guān)， 在時(shí)鐘脈沖上升沿到來(lái)之際， 將Uo與Uref,Uref-eL及Uref-eH進(jìn)行比較， 當(dāng)Uref-eL≤UoeH時(shí)， 以脈沖UpH控制本周期； 當(dāng)Uo>Uref， 且跨過(guò)周期數(shù)未達(dá)到[int(f/20)-1]時(shí)， 跨過(guò)本控制周期； 當(dāng)Uo>Uref， 且跨過(guò)周期數(shù)已達(dá)到[int(f/20)-1]時(shí)， 以脈沖UpL對(duì)開關(guān)進(jìn)行控制.

此優(yōu)化型PSM方法從輸出電壓紋波入手， 以與誤差相適應(yīng)的脈沖UpL,UpM及UpH對(duì)開關(guān)進(jìn)行控制. 從能量傳遞角度看， 能量分級(jí)按需補(bǔ)給， 比傳統(tǒng)PSM方法能量輸送過(guò)程平緩， 因此， 能夠?yàn)樨?fù)載提供紋波較小的輸出電壓[14]， 且在跨過(guò)周期數(shù)達(dá)到臨界值時(shí)， 以脈沖UpL控制開關(guān)， 避免了音頻噪聲的產(chǎn)生[15].

2 優(yōu)化型PSM方法控制AC/DC雙管正激電路的工作原理

2.1 AC/DC雙管正激電路工作原理

圖 2 所示為AC/DC雙管正激電路結(jié)構(gòu)圖， 該電路拓?fù)溆蓡喂苷る娐放缮鴣?lái). 交流電經(jīng)過(guò)不可控整流橋整流及電容濾波后， 得到的直流電通過(guò)開關(guān)、 高頻變壓器及濾波電感、 濾波電容轉(zhuǎn)化為適合負(fù)載的直流電， 具體工作過(guò)程及能量傳遞過(guò)程如下： 功率開關(guān)T1,T2導(dǎo)通， 與此同時(shí)， 高頻變壓器初級(jí)側(cè)復(fù)位二極管D1,D2關(guān)斷， 次級(jí)側(cè)整流二極管D3導(dǎo)通， 續(xù)流二極管D4關(guān)斷， 高頻變壓器將初級(jí)側(cè)的能量傳遞至次級(jí)側(cè)； 功率開關(guān)T1,T2關(guān)斷， 高頻變壓器初級(jí)側(cè)復(fù)位二極管D1,D2導(dǎo)通， 勵(lì)磁電流逐步下降至0， 儲(chǔ)存在高頻變壓器中的能量被返還至輸入端， 提高了電源效率， 至此， 變壓器完成磁芯復(fù)位. 此時(shí)， 次級(jí)側(cè)整流二極管D3關(guān)斷， 續(xù)流二極管D4導(dǎo)通， 濾波電感L為負(fù)載提供所需能量. 雙管正激電路通過(guò)在單管正激電路的基礎(chǔ)上增加了一個(gè)功率開關(guān)， 使得開關(guān)在關(guān)斷情況下承受的電壓減半， 且不需要復(fù)位繞組， 因而常被應(yīng)用于中大功率的場(chǎng)合.

圖 2 AC/DC雙管正激電路結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Structure of AC/DC double transistor forward circuit

在輸出電感電流連續(xù)的情況下， 輸出電壓有如下計(jì)算公式

(1)

由式(1)可見(jiàn)， 輸出電壓Uo與占空比成正比. 因此， 通過(guò)對(duì)占空比進(jìn)行控制可以實(shí)現(xiàn)對(duì)Uo的控制.

2.2 AC/DC雙管正激電路的優(yōu)化型PSM方法控制原理

圖 3 所示為AC/DC雙管正激電路的優(yōu)化型PSM方法控制原理圖. 首先， 電流比較電路將負(fù)載電流io與閾值電流im進(jìn)行比較， 當(dāng)io≥im時(shí)， 選擇PWM方法控制開關(guān)； 當(dāng)io

AC/DC雙管正激變換電路在上述優(yōu)化型PSM方法控制下， 根據(jù)輸出電壓誤差所處的范圍， 以能量不同的脈沖對(duì)開關(guān)T1,T2進(jìn)行控制， 完成每個(gè)控制周期的能量分級(jí)按需輸送.

圖 3 AC/DC雙管正激電路的優(yōu)化型PSM方法控制原理圖Fig.3 Schematic diagram of optimized PSM controlling method of AC/DC Double Transistor Forward circuit

3 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

3.1 基于優(yōu)化型PSM方法控制的AC/DC雙管正激變換電路建模

為驗(yàn)證本文提出的優(yōu)化型PSM方法的正確性和有效性， 在Matlab/Simulink中搭建如圖 4 所示的仿真模型. 該模型將AC/DC雙管正激電路作為主電路， 以優(yōu)化型PSM電路為控制電路， 將輸入電壓設(shè)置為220 V交流市電， 輸出電壓Uo為24 V直流電壓， 輸出電壓Uo的參考電壓Uref,Uref-eL及Uref-eH分別設(shè)置為24 V, 23.995 V及23.985 V， 時(shí)鐘信號(hào)的工作頻率f為100 kHz， 濾波電感L=18 μH， 濾波電容C=465 μF， 控制脈沖UpL,UpM及UpH的占空比分別為： 0.307, 0.318及0.329， 并通過(guò)設(shè)置電阻R=3.29 Ω模擬LED輕負(fù)載情況， 仿真結(jié)果通過(guò)scope模塊觀察.

圖 4 優(yōu)化型PSM方法控制的AC/DC雙管正激電路仿真模型Fig.4 Simulation model of AC/DC double transistor forward circuit basing on optimized PSM controlling method

為了體現(xiàn)優(yōu)化型PSM方法較已有的PSM方法的優(yōu)勢(shì)， 在各項(xiàng)電路參數(shù)均相同的情況下， 搭建了傳統(tǒng)PSM控制的AC/DC雙管正激電路仿真模型， 并將仿真結(jié)果與優(yōu)化型PSM方法的仿真結(jié)果進(jìn)行了對(duì)比.

3.2 仿真結(jié)果分析

圖 5， 圖 6 分別為傳統(tǒng)PSM方法及優(yōu)化型PSM方法在上述電路參數(shù)下的輸出電壓Uo、 控制脈沖Up及電感電流iL仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果圖. 從仿真結(jié)果圖可以看出， 兩種方法的輸出電壓均在24 V上下波動(dòng)， 其中， 傳統(tǒng)PSM方法控制下的輸出電壓紋波約為100mV,而優(yōu)化型PSM方法控制下的輸出電壓紋波約為60 mV， 兩種控制方法均跨過(guò)一定數(shù)目的控制周期， 傳統(tǒng)PSM方法以0, 0.329兩種占空比控制開關(guān)， 優(yōu)化型PSM方法以0, 0.307, 0.318, 0.329四種占空比控制開關(guān)， 使得能量傳遞過(guò)程較為平緩， 且優(yōu)化型PSM方法較傳統(tǒng)PSM方法跨過(guò)的周期數(shù)少， 不易進(jìn)入人耳音頻范圍.

圖 5 傳統(tǒng)PSM方法控制下的輸出電壓、 控制脈沖及電感電流仿真波形圖Fig.5 Simulation of output voltage, controlling pulse and inductive current basing on traditional PSM method

圖 6 優(yōu)化型PSM方法控制下的輸出電壓、 控制脈沖及電感電流仿真波形圖Fig.6 Simulation of output voltage, controlling pulse and inductive current basing on optimized PSM method

3.3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為證實(shí)優(yōu)化型PSM方法不僅有較高的能量轉(zhuǎn)換效率， 且較PSM方法輸出電壓紋波小， 本文采取和仿真實(shí)驗(yàn)相同的電路參數(shù)對(duì)傳統(tǒng)PSM方法及優(yōu)化型PSM方法下的AC/DC雙管正激開關(guān)電源進(jìn)行了輸出電壓紋波及效率測(cè)試， 輸出電壓波形如圖 7， 圖 8 所示.

圖 7 基于PSM方法的輸出電壓Fig.7 Output voltage basing on traditional PSM method

圖 8 基于優(yōu)化型PSM方法的輸出電壓Fig.8 Output voltage basing on optimized PSM method

圖 7, 圖 8 表明， 基于優(yōu)化型PSM方法的輸出電壓紋波較基于PSM方法輸出電壓紋波小， 且經(jīng)過(guò)效率測(cè)試可以發(fā)現(xiàn)， 基于PSM方法的雙管正激開關(guān)電源效率為89%， 而基于優(yōu)化型PSM方法的雙管正激開關(guān)電源效率可達(dá)90.02%， 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析及仿真結(jié)果一致.

4 結(jié) 論

本文首先對(duì)PSM方法的原理進(jìn)行了簡(jiǎn)要分析， 結(jié)合DPSM中以能量不同的脈沖序列控制開關(guān)的思想， 提出了一種優(yōu)化型PSM方法， 該方法在PSM方法的基礎(chǔ)上， 進(jìn)行了如下的改進(jìn)：在輸出電壓不低于最大基準(zhǔn)電壓的情況下， 跨過(guò)本控制周期， 或?yàn)楸苊猱a(chǎn)生音頻噪聲， 以低能量脈沖控制開關(guān)導(dǎo)通與關(guān)斷； 在輸出電壓低于最高基準(zhǔn)電壓的情況下， 將輸出電壓誤差分為三個(gè)區(qū)間， 并設(shè)置三種大小不同的電流值作為電感電流的極限值以產(chǎn)生三種能量不同的控制脈沖對(duì)開關(guān)進(jìn)行控制.

為驗(yàn)證優(yōu)化型PSM方法的正確性與可行性， 分別進(jìn)行了基于傳統(tǒng)PSM方法及優(yōu)化型PSM方法控制的AC/DC雙管正激開關(guān)電源的仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：本文所提出的優(yōu)化型PSM方法跨過(guò)了一定的周期數(shù)， 減少了開關(guān)切換次數(shù)， 降低了功率損耗， 且較已有的PSM方法輸出電壓紋波小， 開關(guān)實(shí)際工作頻率不會(huì)進(jìn)入人耳音頻范圍， 因而具有良好的控制效果.